由於射頻(RF)電路為分布參數電路，在電路的實際工作中容易產生趨膚效應和耦合效應
，所以在實際的PCB設計中，會發現電路中的幹擾輻射難以控製，如：數字電路和模擬電路之間相互幹擾、供電電源的噪聲幹擾
、地線不合理帶來的幹擾等問題。正因為如此
，如何在PCB的設計過程中
，權衡利弊尋求一個合適的折中點，盡可能地減少這些幹擾，甚至能夠避免部分電路的幹涉，是射頻電路PCB設計成敗的關鍵。文中從PCB的LAYOUT角度，提供了一些處理的技巧，對提高射頻電路的抗幹擾能力有較大的用處。

 

1
、RF布局

 

這裏討論的主要是多層板的元器件位置布局。元器件位置布局的關鍵是固定位於RF路徑上的元器件
，通過調整其方向，使RF路徑的長度最小，並使輸入遠離輸出
，盡可能遠地分離高功率電路和低功率電路，敏感的模擬信號遠離高速數字信號和RF信號。

 

在布局中常采用以下一些技巧。

 

1.1 一字形布局

 

RF主信號的元器件盡可能采用一字形布局，如圖1所示。但是由於PCB板和腔體空間的限製


，很多時候不能布成一字形
，這時候可采用L形，最好不要采用U字形布局(如圖2所示)，有時候實在避免不了的情況下，盡可能拉大輸入和輸出之間的距離，至少1.5cm以上。

 

圖1 一字形布局

 

圖2 L形和U字形布局

 

另外在采用L形或U字形布局時，轉折點最好不要剛進入接口就轉，如圖3左所示
，而是在稍微有段直線以後再轉，如圖3右圖所示。

 

圖3 兩種方案

 

1.2 相同或對稱布局

 

相同的模塊盡可能做成相同的布局或對稱的布局
，如圖4、圖5所示。

 

圖4 相同布局

 

圖5 對稱布局

 

1.3 十字形布局

 

偏置電路的饋電電感與RF通道垂直放置，如圖6所示，主要是為了避免感性器件之間的互感。

 

圖6 十字形布局

 

1.4 45度布局

 

為合理的利用空間，可以將器件45度方向布局，使射頻線盡可能短，如圖7所示。

 

圖7 45度布局

 

2、RF布線

 

布線的總體要求是：RF信號走線短且直，減少線的突變，少打過孔，不與其它信號線相交，RF信號線周邊盡量多加地過孔。

 

以下是一些常用的優化方式：

 

2.1 漸變線處理

 

在射頻線寬比IC器件管腳的寬度大比較多的情況下
，接觸芯片的線寬采用漸變方式

，如圖8所示。

 

圖8 漸變線

 

2.2 圓弧線處理

 

射頻線不能直的情況下

，作圓弧線處理
，這樣可以減少RF信號對外的輻射和相互問的耦合。有實驗證明，傳輸線的拐角采用變曲的直角，能最大限度的降低回損。如圖9所示。

 

圖9 圓弧線

 

2.3 地線和電源

 

地線盡可能粗。在有條件的情況下，PCB的每一層都盡可能的鋪地，並使地連到主地上，多打地過孔，盡量降低地線阻抗。

 

RF電路的電源盡量不要采用平麵分割，整塊的電源平麵不但增加了電源平麵對RF信號的輻射，而且也容易被RFxinhaodeganrao。suoyidianyuanxianhuopingmianyibancaiyongchangtiaoxingzhuang，genjudianliudedaxiaojinxingchuli，zaimanzudianliunenglideqiantixiajinkenengcu

，danshiyoubunengwuxianzhidezengkuan。zaichulidianyuanxiandeshihou
，yidingyaobimianxingchenghuanlu。

 

電源線和地線的方向要與RF信號的方向保持平行但不能重疊，在有交叉的地方最好采用垂直十字交叉的方式。

 

2.4 十字交叉處理

 

RF信號與IF信號走線十字交叉，並盡可能在他們之間隔一塊地。

 

RF信號與其他信號走線交叉時，盡量在它們之間沿著RF走線布置一層與主地相連的地。如果不可能
，一定要保證它們是十字交叉的。這裏的其他信號走線也包括電源線。

 

2.5 包地處理

 

對射頻信號、幹擾源、敏感信號及其他重要信號進行包地處理，這樣既可以提高該信號的抗幹擾能力，也可以減少該信號對其他信號的幹擾。如圖10所示。

 

圖10 包地處理

 

2.6 銅箔處理

 

銅箔處理要求圓滑平整，不允許有長線或尖角
，若不能避免，則在尖角、細長銅箔或銅箔的邊緣處補幾個地過孔。

 

2.7 間距處理

 

射頻線離相鄰地平麵邊緣至少要有3W的寬度

，且3W範圍內不得有非接地過孔。

 

圖11 間距

 

同層的射頻線要作包地處理，並在地銅皮上加地過孔，孔間距應小於信號頻率所對應波長(λ)的1／20，均勻排列整齊。包地銅皮邊緣離射頻線2W的寬度或3H的高度
，H表示相鄰介質層的總厚度。

 

3
、腔體處理

 

對整個RFdianlu，yingbabutongmokuaideshepindanyuanyongqiangtigeli，tebieshimingandianluheqiangliefusheyuanzhijian
，zaidagonglvdeduojifangdaqizhong，yeyingbaozhengjiyujizhijiandegeli。zhenggedianluzhiliufangzhihaohou，jiushiduipingbiqiangdechuli
，pingbiqiangtidechuliyouyixiazhuyishixiang：

 

整個屏蔽腔體盡量做成規則形狀，便於鑄模。對於每一個屏蔽腔盡量做成長方形，避免正方形的屏蔽腔。

 

屏蔽腔的轉角采用弧形
，屏蔽金屬腔體一般采用鑄造成型，弧形的拐角便於鑄造成型時候拔模。如圖12所示。

 

圖12 腔體

 

屏ping蔽bi腔qiang體ti的de周zhou邊bian是shi密mi封feng的de，接jie口kou的de線xian引yin入ru腔qiang體ti一yi般ban采cai用yong帶dai狀zhuang線xian或huo微wei帶dai線xian，而er腔qiang體ti內nei部bu不bu同tong模mo塊kuai采cai用yong微wei帶dai線xian
，不bu同tong腔qiang體ti相xiang連lian處chu采cai用yong開kai槽cao處chu理li
，開kai槽cao的de寬kuan度du為wei3mm
，微帶線走在正中間。

 

腔體的拐角放置3mm的金屬化孔，用來固定屏蔽殼，在每支長的腔體上也要均勻放置同等的金屬化孔，用來加固支撐作用。

 

腔體一般做開窗處理，便於焊接屏蔽殼，腔體上一般厚2 mm以上，腔體上加2排開窗過孔屏，過孔相互錯開，同一排過孔之間間距150MIL。

 

4、結束語

 

射頻電路PCB設she計ji成cheng敗bai的de關guan鍵jian在zai於yu如ru何he減jian少shao電dian路lu輻fu射she，從cong而er提ti高gao抗kang幹gan擾rao能neng力li
，但dan是shi在zai實shi際ji的de布bu局ju與yu布bu線xian中zhong一yi些xie問wen題ti的de處chu理li是shi相xiang衝chong突tu的de
，因yin此ci如ru何he尋xun求qiu一yi個ge折zhe中zhong點dian，使shi整zheng個ge射she頻pin電dian路lu的de綜zong合he性xing能neng達da到dao最zui優you，是shi設she計ji者zhe必bi須xu要yao考kao慮lv的de問wen題ti。所suo有you這zhe些xie都dou要yao求qiu設she計ji者zhe具ju有you一yi定ding的de實shi踐jian經jing驗yan和he工gong程cheng設she計ji能neng力li，但dan是shi要yao具ju備bei這zhe些xie能neng力li，每mei一yi個ge設she計ji者zhe都dou不bu可ke能neng一yi蹴cu而er就jiu的de
，隻zhi有you從cong其qi他ta人ren那na裏li借jie鑒jian經jing驗yan，加jia上shang自zi己ji的de不bu停ting摸mo索suo和he思si考kao，才cai能neng不bu斷duan進jin步bu。本ben文wen總zong結jie工gong作zuo中zhong的de一yi些xie設she計ji經jing驗yan，有you利li於yu提ti高gao射she頻pin電dian路luPCB的抗幹擾能力，幫助射頻電路設計初學者少走不必要的彎路。

 

PCB射頻電路四大基礎特性

 

此處將從射頻界麵、小的期望信號、大的幹擾信號、相鄰頻道的幹擾四個方麵解讀射頻電路四大基礎特性
，並給出了在PCB設計過程中需要特別注意的重要因素。

射頻電路仿真之射頻的界麵

 

無wu線xian發fa射she器qi和he接jie收shou器qi在zai概gai念nian上shang，可ke分fen為wei基ji頻pin與yu射she頻pin兩liang個ge部bu份fen。基ji頻pin包bao含han發fa射she器qi的de輸shu入ru信xin號hao之zhi頻pin率lv範fan圍wei，也ye包bao含han接jie收shou器qi的de輸shu出chu信xin號hao之zhi頻pin率lv範fan圍wei。基ji頻pin的de頻pin寬kuan決jue定ding了le數shu據ju在zai係xi統tong中zhong可ke流liu動dong的de基ji本ben速su率lv。基ji頻pin是shi用yong來lai改gai善shan數shu據ju流liu的de可ke靠kao度du，並bing在zai特te定ding的de數shu據ju傳chuan輸shu率lv之zhi下xia，減jian少shao發fa射she器qi施shi加jia在zai傳chuan輸shu媒mei介jie（transmission medium）的負荷。因此，PCB設計基頻電路時，需要大量的信號處理工程知識。發射器的射頻電路能將已處理過的基頻信號轉換、升頻至指定的頻道中，並將此信號注入至傳輸媒體中。相反的，接收器的射頻電路能自傳輸媒體中取得信號

，並轉換、降頻成基頻。

 

發射器有兩個主要的PCB設計目標：第di一yi是shi它ta們men必bi須xu盡jin可ke能neng在zai消xiao耗hao最zui少shao功gong率lv的de情qing況kuang下xia，發fa射she特te定ding的de功gong率lv。第di二er是shi它ta們men不bu能neng幹gan擾rao相xiang鄰lin頻pin道dao內nei的de收shou發fa機ji之zhi正zheng常chang運yun作zuo。就jiu接jie收shou器qi而er言yan，有you三san個ge主zhu要yao的dePCB設計目標：首先，它們必須準確地還原小信號；第二
，它們必須能去除期望頻道以外的幹擾信號；最後一點與發射器一樣，它們消耗的功率必須很小。

 

射頻電路仿真之大的幹擾信號

 

接收器必須對小的信號很靈敏，即使有大的幹擾信號（阻擋物）存cun在zai時shi。這zhe種zhong情qing況kuang出chu現xian在zai嚐chang試shi接jie收shou一yi個ge微wei弱ruo或huo遠yuan距ju的de發fa射she信xin號hao
，而er其qi附fu近jin有you強qiang大da的de發fa射she器qi在zai相xiang鄰lin頻pin道dao中zhong廣guang播bo。幹gan擾rao信xin號hao可ke能neng比bi期qi待dai信xin號hao大da60~70 dB，且qie可ke以yi在zai接jie收shou器qi的de輸shu入ru階jie段duan以yi大da量liang覆fu蓋gai的de方fang式shi
，或huo使shi接jie收shou器qi在zai輸shu入ru階jie段duan產chan生sheng過guo多duo的de噪zao聲sheng量liang，來lai阻zu斷duan正zheng常chang信xin號hao的de接jie收shou。如ru果guo接jie收shou器qi在zai輸shu入ru階jie段duan，被bei幹gan擾rao源yuan驅qu使shi進jin入ru非fei線xian性xing的de區qu域yu
，上shang述shu的de那na兩liang個ge問wen題ti就jiu會hui發fa生sheng。為wei避bi免mian這zhe些xie問wen題ti，接jie收shou器qi的de前qian端duan必bi須xu是shi非fei常chang線xian性xing的de。

 

因此，“線性”也是PCB設計接收器時的一個重要考慮因素。由於接收器是窄頻電路
，所以非線性是以測量“交調失真（intermodulation distortion）”來統計的。這牽涉到利用兩個頻率相近，並位於中心頻帶內（in band）的正弦波或餘弦波來驅動輸入信號
，然後再測量其交互調變的乘積。大體而言
，SPICE是一種耗時耗成本的仿真軟件，因為它必須執行許多次的循環運算以後，才能得到所需要的頻率分辨率
，以了解失真的情形。

 

射頻電路仿真之小的期望信號

 

接收器必須很靈敏地偵測到小的輸入信號。一般而言
，接收器的輸入功率可以小到1 μV。接收器的靈敏度被它的輸入電路所產生的噪聲所限製。因此，噪聲是PCB設計接收器時的一個重要考慮因素。而且，具備以仿真工具來預測噪聲的能力是不可或缺的。附圖一是一個典型的超外差（superheterodyne）接收器。接收到的信號先經過濾波，再以低噪聲放大器（LNA）將輸入信號放大。然後利用第一個本地振蕩器（LO）與此信號混合
，以使此信號轉換成中頻（IF）。前端（front-end）電路的噪聲效能主要取決於LNA、混合器（mixer）和LO。雖然使用傳統的SPICE噪聲分析
，可以尋找到LNA的噪聲，但對於混合器和LO而言，它卻是無用的


，因為在這些區塊中的噪聲，會被很大的LO信號嚴重地影響。

 

小的輸入信號要求接收器必須具有極大的放大功能，通常需要120 dB這麼高的增益。在這麼高的增益下，任何自輸出端耦合（couple）回(hui)到(dao)輸(shu)入(ru)端(duan)的(de)信(xin)號(hao)都(dou)可(ke)能(neng)產(chan)生(sheng)問(wen)題(ti)。使(shi)用(yong)超(chao)外(wai)差(cha)接(jie)收(shou)器(qi)架(jia)構(gou)的(de)重(zhong)要(yao)原(yuan)因(yin)是(shi)，它(ta)可(ke)以(yi)將(jiang)增(zeng)益(yi)分(fen)布(bu)在(zai)數(shu)個(ge)頻(pin)率(lv)裏(li)，以(yi)減(jian)少(shao)耦(ou)合(he)的(de)機(ji)率(lv)。這(zhe)也(ye)使(shi)得(de)第(di)一(yi)個(ge)LO的頻率與輸入信號的頻率不同，可以防止大的幹擾信號“汙染”到小的輸入信號。

 

因為不同的理由，在一些無線通訊係統中，直接轉換（direct conversion）或內差（homodyne）架構可以取代超外差架構。在此架構中，射頻輸入信號是在單一步驟下直接轉換成基頻，因此，大部份的增益都在基頻中，而且LO與輸入信號的頻率相同。在這種情況下
，必須了解少量耦合的影響力
，並且必須建立起“雜散信號路徑（stray signal path）”的詳細模型，譬如：穿過基板（substrate）的耦合、封裝腳位與焊線（bondwire）之間的耦合、和穿過電源線的耦合。

 

射頻電路仿真之相鄰頻道的幹擾

 

失真也在發射器中扮演著重要的角色。發射器在輸出電路所產生的非線性
，可能使傳送信號的頻寬散布於相鄰的頻道中。這種現象稱為“頻譜的再成長（spectral regrowth）”。在信號到達發射器的功率放大器（PA）之前
，其頻寬被限製著；但在PA內的“交調失真”會導致頻寬再次增加。如果頻寬增加的太多，發射器將無法符合其相鄰頻道的功率要求。當傳送數字調變信號時，實際上

，是無法用SPICE來預測頻譜的再成長。因為大約有1000個數字符號（symbol）的傳送作業必須被仿真
，以求得代表性的頻譜
，並且還需要結合高頻率的載波
，這些將使SPICE的瞬態分析變得不切實際。

 

 

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