誤區一：降低電路中的電阻值總是能改善噪聲性能

 

噪聲電壓隨著電阻值提高而增加，二者之間的關係已廣為人知，可以用約翰遜噪聲等式來描述：

 

 

erms：均方根電壓噪聲。

k：玻爾茲曼常數。

T：溫度（單位為K）。

R：電阻值
，B為帶寬。

 

這讓許多工程師得出結論：為(wei)了(le)降(jiang)低(di)噪(zao)聲(sheng)，應(ying)當(dang)降(jiang)低(di)電(dian)阻(zu)值(zhi)。雖(sui)然(ran)這(zhe)常(chang)常(chang)是(shi)正(zheng)確(que)的(de)，但(dan)不(bu)應(ying)就(jiu)此(ci)認(ren)定(ding)它(ta)是(shi)普(pu)遍(bian)真(zhen)理(li)，因(yin)為(wei)在(zai)有(you)些(xie)例(li)子(zi)中(zhong)，較(jiao)大(da)的(de)電(dian)阻(zu)反(fan)而(er)能(neng)夠(gou)改(gai)善(shan)噪(zao)聲(sheng)性(xing)能(neng)。

 

在大多數情況下，測量電流的方法是讓它通過一個電阻，然後測量所得到的電壓。根據歐姆定律V= I×R，產chan生sheng的de電dian壓ya與yu電dian阻zu值zhi成cheng正zheng比bi
，但dan正zheng如ru上shang式shi所suo示shi，電dian阻zu的de約yue翰han遜xun噪zao聲sheng與yu電dian阻zu值zhi的de平ping方fang根gen成cheng正zheng比bi。由you於yu這zhe個ge關guan係xi，電dian阻zu值zhi每mei提ti高gao一yi倍bei，信xin噪zao比bi可ke提ti高gao3dB。在產生的電壓過大或功耗過高之前
，此趨勢一直是正確的。

 

誤區二：所有噪聲源的噪聲頻譜密度可以相加
；帶寬可以在最後計算時加以考慮

 

將多個噪聲源的噪聲頻譜密度（）加總（電壓噪聲源按平方和開根號），而不分別計算各噪聲源的rms噪聲，可以節省時間，但這種簡化僅適用於各噪聲源帶寬相同的情況。如果各噪聲源的帶寬不同，簡單加總就變成一個可怕的陷阱。

 

圖1：使用rms噪聲而不是頻譜密度進行噪聲計算的理由

 

圖1顯示了過采樣係統中的情況。從噪聲頻譜密度看，係統總噪聲似乎以增益放大器為主，但一旦考慮帶寬
，各級貢獻的rms噪聲其實非常相近。

 

誤區三：手工計算時必須包括每一個噪聲源

 

shejishiyourenkenengrenbuzhuyaokaolvmeiyigezaoshengyuan，danshejigongchengshideshijianshibaoguide，zheyangzuozaidaxingshejizhonghuifeichanghaoshi。quanmiandezaoshengjisuanzuihaoliugeifangzhenruanjianquzuo。

 

不過，設計人員如何簡化設計過程需要的手工噪聲計算呢？答案是忽略低於某一閾值的不重要噪聲源。如果一個噪聲源是主要噪聲源（或任何其他折合到同一點的噪聲源）的1/5 erms，其對總噪聲的貢獻將小於2%
，可以合理地予以忽略。設計人員常會爭論應當把該閾值選在哪裏，但無論是 1/3、1/5還是1/10（分別使總噪聲增加5%、2%和0.5%），在設計達到足以進行全麵仿真或計算的程度之前，沒必要擔心低於該閾值的較小噪聲源。

 

誤區四：應挑選噪聲為ADC 1/10的ADC驅動器

 

模數轉換器（ADC）數據手冊可能建議利用噪聲為ADC 1/10左右的低噪聲ADC驅動放大器來驅動模擬輸入。但是
，這並非總是最佳選擇。在一個係統中
，從係統角度權衡ADC驅動器噪聲常常是值得的。

 

首先
，如果係統中ADC驅動器之前的噪聲源遠大於ADC驅動器噪聲
，那麼選擇超低噪聲ADC驅動器不會給係統帶來任何好處。換言之，ADC驅動器應與係統其餘部分相稱。

 

其次

，即使在隻有一個ADC和一個驅動放大器的簡單情況下，權衡噪聲並確定其對係統的影響仍是有利的。通過具體數值可以更清楚地了解其中的理由。

 

考慮一個係統采用16位ADC，其SNR值相當於100 µV rms噪聲，用作ADC驅動器的放大器具有µV rms噪聲。按和方根加總這些噪聲源，得到總噪聲為100.5 rms
，非常接近ADC單獨的噪聲。可以考慮下麵兩個讓放大器ADC更為平衡的方案，以及它們對係統性能的影響：

 

如果用類似的18位ADC代替16位ADC，前者的額定SNR相當於40 µV rms噪聲，則總噪聲變為41 µV rms。

 

或者，如果保留16位ADC，但用更低功耗的放大器代替上述驅動器
，該放大器貢獻30 µV rms噪聲，則噪聲變為104 µV rms。

 

就係統性能而言，以上兩種方案可能是比原始組合更好的選擇。關鍵是要權衡利弊以及其對係統整體的影響。

 

誤區五：直流耦合電路中必須始終考慮1/f噪聲

 

1/f噪聲對超低頻率電路是一大威脅
，然而

，許多直流電路的噪聲是以白噪聲源為主，1/f噪聲對總噪聲無貢獻，因而不用計算1/f噪聲。

 

為了弄清這種效應，以一個放大器（其1/f噪聲轉折頻率fnc為10 Hz）為例。對於各種帶寬，計算10秒采集時間內包含和不含1/f噪聲兩種情況下的電路噪聲，以確定不考慮1/f噪聲的影響。其中寬帶噪聲為：

 

 

● 當帶寬為fnc的100倍時，寬帶噪聲開始占主導地位
；

● 當帶寬超過fnc的1000倍時，1/f噪聲微不足道。

 

現代雙極性放大器可以具有比10 Hz低很多的噪聲轉折頻率
，零漂移放大器則幾乎完全消除了1/f噪聲。

 

圖2：1/f 噪聲影響與電路帶寬的關係示例

 

誤區六：因為1/f噪聲隨著頻率降低而提高，所以直流電路具有無限大噪聲

 

雖然直流對電路分析是一個有用的概念，但真實情況是，如果認為直流是工作在0 Hz
，那麼實際上並不存在這樣的事情。隨著頻率越來越低
，趨近0 Hz，周(zhou)期(qi)會(hui)越(yue)來(lai)越(yue)長(chang)，趨(qu)近(jin)無(wu)限(xian)大(da)。這(zhe)意(yi)味(wei)著(zhe)存(cun)在(zai)一(yi)個(ge)可(ke)以(yi)觀(guan)測(ce)的(de)最(zui)低(di)頻(pin)率(lv)，哪(na)怕(pa)電(dian)路(lu)在(zai)理(li)論(lun)上(shang)是(shi)直(zhi)流(liu)響(xiang)應(ying)。該(gai)最(zui)低(di)頻(pin)率(lv)取(qu)決(jue)於(yu)采(cai)集(ji)時(shi)長(chang)或(huo)孔(kong)徑(jing)時(shi)間(jian)

，也(ye)就(jiu)是(shi)觀(guan)測(ce)器(qi)件(jian)輸(shu)出(chu)的(de)時(shi)長(chang)。如(ru)果(guo)一(yi)名(ming)工(gong)程(cheng)師(shi)開(kai)啟(qi)器(qi)件(jian)並(bing)觀(guan)測(ce)輸(shu)出(chu)100秒，則其能夠觀測到的最低頻率偽像將是0.01 Hz。這還意味著
，此時可以觀測到的最低頻率噪聲也是0.01 Hz。

 

現在通過一個數值例子來展開說明，考慮一個DC至1 kHz電路，連續監控其輸出。如果在前100秒觀測到電路中一定量的1/f噪聲，從0.01 Hz至1 kHz（5個十倍頻程的頻率），則在30年（約1nHz，12個十倍頻程）中觀測到的噪聲量可計算為：

 

 

或者說比前100秒觀測到的噪聲多55%。這種增加幾乎沒有任何意義，即使考慮最差情況——1/f噪聲持續增加到1 nHz（目前尚無測量證據）——也是如此。

 

理論上，如果沒有明確定義孔徑時間
，1/f噪聲可以計算到一個等於電路壽命倒數的頻率。實踐中，電路在如此長時間內的偏差以老化效應和長期漂移為主
，而不是1/f噪聲。許多工程師為直流電路的噪聲計算設定0.01或1 mHz之類的最低頻率，以使計算切合實際。

 

 

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