隨著地址計數器逐步執行每個存儲器位置，每個位置相應的信號數字幅度會驅動DAC
，進而產生模擬輸出信號。最終模擬輸出信號的頻譜純度主要取決於DAC。相位噪聲主要來自參考時鍾。

   DDS是一種采樣數據係統
，因此必須考慮所有與采樣相關的問題
，包括量化噪聲
、混疊、濾波等。例如
，DAC輸出頻率的高階諧波會折回奈奎斯特帶寬
，因而不可濾波，而基於PLL的合成器的高階諧波則可以濾波。此外，還有其它幾種因素需要考慮，稍後將會討論。

圖1：直接數字頻率合成係統的基本原理

這種簡單DDS係統的基本問題在於，最終輸出頻率隻能通過改變參考時鍾頻率或對PROM重新編程來實現，非常不靈活。實際DDS係統采用更加靈活有效的方式來實現這一功能
，即采用名為數控振蕩器(NCO)的數字硬件。圖2所示為該係統的框圖。

圖2：靈活的DDS係統

係統的核心是相位累加器，其內容會在每個時鍾周期更新。相位累加器每次更新時
，存儲在△相位寄存器中的數字字M就會累加至相位寄存器中的數字。假設△相位寄存器中的數字為00...01，相位累加器中的初始內容為00...00。相位累加器每個時鍾周期都會按00...01更新。如果累加器為32位寬，則在相位累加器返回至00...00前需要232(超過40億)個時鍾周期，周期會不斷重複。

相位累加器的截斷輸出用作正弦(或餘弦)查找表的地址。查找表中的每個地址均對應正弦波的從0°到360°的一個相位點。查找表包括一個完整正弦波周期的相應數字幅度信息。(實際上，隻需要90°的數據
，因為兩個MSB中包含了正交數據)。因此，查找表可將相位累加器的相位信息映射至數字幅度字，進而驅動DAC。圖3用圖形化的“相位輪”顯示了這一情況。

考慮n = 32，M = 1的情況。相位累加器會逐步執行232個可能的輸出中的每一個，直至溢出並重新開始。相應的輸出正弦波頻率等於輸入時鍾頻率232分頻。若M=2，相位累加器寄存器就會以兩倍的速度“滾動”計算
，輸出頻率也會增加一倍。以上內容可總結如下：

圖3：數字相位輪

      n位相位累加器(大多數DDS係統中
，n的範圍通常為24至32)存在2n個可能的相位點。△相位寄存器中的數字字M代表相位累加器每個時鍾周期增加的數量。如果時鍾頻率為fc，則輸出正弦波頻率計算公式為：

該公式稱為DDS“調諧公式”。注意
，係統的頻率分辨率等於fc/2n。n = 32時，分辨率超過40億分之一！在實際DDS係統中，溢出相位寄存器的位不會進入查找表，而是會被截斷，隻留下前13至15個MSB。這樣可以減小查找表的大小，而且不會影響頻率分辨率。相位截斷隻會給最終輸出增加少量可接受的相位噪聲。(參見圖4)。

圖4：計算得出的輸出頻譜顯示15位相位截斷時90 dB SFDR

DAC的分辨率通常比查找表的寬度少2至4位。即便是完美的N位DAC，也會增加輸出的量化噪聲。圖4顯示的是32位相位累加器15位相位截斷時計算得出的輸出頻譜。選擇M值後，輸出頻率會從0.25倍時鍾頻率開始稍有偏移。注意
，相位截斷和有限DAC分辨率產生的雜散都至少比滿量程輸出低90 dB。這一性能遠遠超出了任何商用12位DAC
，足以滿足大多數應用的需求。

上述基本DDS係統極為靈活
，且具有高分辨率。隻需改變M寄存器的內容，頻率就可以立即改變，不會出現相位不連續。但是
，實際DDS係統首先需要執行串行或字節加載序列，以將新的頻率字載入內部緩衝寄存器，然後再載入M寄存器。這樣就可以盡可能減少封裝引腳數。新的頻率字載入緩衝寄存器後
，並行輸出△相位寄存器就會同步操作
，從而同時改變所有位。加載△相位緩衝寄存器所需的時鍾周期數決定了輸出頻率的最大改變速率。

DDS係統中的混疊

簡單DDS係統中可能會產生一種重要的輸出頻率範圍限製。奈奎斯特準則表明

，時鍾頻率(采樣速率)必須至少為輸出頻率的兩倍。實際最高輸出頻率限製在約1/3時鍾頻率範圍內。圖5所示為DDS係統中的DAC輸出，其中輸出頻率為30 MHz，時鍾頻率為100 MHz。如圖所示
，重構DAC後必須跟隨一個抗混疊濾波器，以消除較低的圖像頻率(100 – 30 = 70 MHz)。

圖5：DDS係統中的混疊

    注意，DAC輸出(濾波前)的幅度響應跟隨著一個sin(x)/x響應，在時鍾頻率及其整數倍時，該值為零。歸一化輸出幅度A(fO)的精確計算公式如下：

其中，fO為輸出頻率

，fc為時鍾頻率。

出現該滾降的原因是由於DAC輸出並非一係列零寬脈衝(和最佳重新采樣器中一樣)
，而是一係列矩形脈衝，寬度等於更新速率的倒數。sin(x)/x響應的幅度比奈奎斯特頻率低3.92 dB(DAC更新速率的1/2)。實際上
，抗混疊濾波器的傳遞函數可用來補償sin(x)/x滾降，使整體頻率響應相對平坦
，達到最大輸出DAC頻率(一般為1/3更新速率)。

另一個重要的考慮因素在於
，和基於PLL的係統不同
，DDS係統中的基本輸出頻率高階諧波會因混疊而折回至基帶。這些諧波無法通過抗混疊濾波器去除。例如，如果時鍾頻率為100 MHz，輸出頻率為30 MHz，則30 MHz的第二個諧波會出現在60 MHz(帶外)
，但也會出現在100 – 60 = 40 MHz(混疊成分)。同樣，第三個諧波(90 MHz)會出現在帶內，頻率為100 – 90 = 10 MHz，第四個諧波出現在120 – 100 MHz = 20 MHz。高階諧波也會落在奈奎斯特帶寬內(直流至fc/2)。前4個諧波的位置如圖所示。

用作ADC時鍾驅動器的DDS係統

DDS係統(如AD9850)可以提供產生ADC采樣時鍾的出色方法，尤其適合ADC采樣頻率必須受到軟件控製
，且鎖定至係統時鍾的情況(參見圖6)。DAC輸出電流IOUT驅動200 Ω、42 MHz的低通濾波器
，源和負載阻抗端接，等效負載為100 Ω。濾波器可以消除42 MHz以上的雜散頻率成分。經過濾波的輸出可以驅動AD9850內部比較器的一個輸入端。DAC補償輸出電流可以驅動100 Ω的負載。位於兩個輸出之間的100 kΩ電阻分壓器輸出經過去耦，可以產生參考電壓以供內部比較器使用。

比較器輸出有2 ns的上升和下降時間

，可以產生與TTL/CMOS邏輯電平兼容方波。比較器輸出邊緣的抖動小於20 ps rms。輸出和補償輸出均可按要求提供。

圖6：將DDS係統用作ADC時鍾驅動器

      在圖6所示的電路中
，40 MSPS ADC時鍾的總輸出均方根抖動為50 ps rms
，由此產生的信噪比下降在寬動態範圍應用中必須加以考慮。

DDS係統中的幅度調製

DDS係統中的幅度調製可以通過在查找表和DAC輸入之間放置數字乘法器來實現

，如圖7所示。調製DAC輸出幅度的另一種方法是改變DAC的參考電壓。在AD9850中，內部參考控製放大器的帶寬約為1 MHz。這種方法在輸出幅度變化相對較小的情況下非常有效，隻要輸出信號不超過+1 V的規格即可。

圖7：DDS係統中的幅度調製

DDS係統中的無雜散動態範圍考慮

在大多數DDS應用中，首要考慮因素是DAC輸出的頻譜純度。遺憾的是，該性能的測量、預測和分析十分複雜，涉及大量相互作用的因素。

即便是理想的N位DAC
，也會在DDS係統中產生諧波。這些諧波的幅度主要取決於輸出頻率與時鍾頻率的比值。原因在於，DAC量化噪聲的頻譜成分會隨著該比值的變化而變化，雖然其理論均方根值仍等於q/√12(其中q是LSB的權重)。“量化噪聲表現為白噪聲，在奈奎斯特帶寬內均勻分布”這條假設在DDS係統中並不適用(這條假設在ADC係統中更為適用，因為ADC會給信號增加一定的噪聲，從而“擾動”量化誤差或使其隨機化。但是，依然存在一定的相關性)。例如，如果DAC輸(shu)出(chu)頻(pin)率(lv)精(jing)確(que)設(she)置(zhi)為(wei)時(shi)鍾(zhong)頻(pin)率(lv)的(de)約(yue)數(shu)

，則(ze)量(liang)化(hua)噪(zao)聲(sheng)會(hui)集(ji)中(zhong)在(zai)輸(shu)出(chu)頻(pin)率(lv)的(de)倍(bei)數(shu)，也(ye)就(jiu)是(shi)說(shuo)，主(zhu)要(yao)取(qu)決(jue)於(yu)信(xin)號(hao)。如(ru)果(guo)輸(shu)出(chu)頻(pin)率(lv)稍(shao)有(you)失(shi)調(tiao)，量(liang)化(hua)噪(zao)聲(sheng)會(hui)變(bian)得(de)更(geng)加(jia)隨(sui)機(ji)，從(cong)而(er)改(gai)進(jin)有(you)效(xiao)SFDR。

圖8說明了上述情況，其中4096 (4k)點FFT基於理想12位DAC中數字化生成的數據計算得出。左側圖表(A)中
，所選的時鍾頻率和輸出頻率的比值恰好等於40
，獲得的SFDR約為77 dBc。右側圖表中，比例稍有失調
，有效SFDR增至94 dBc。在這一理想情況下
，隻是略微改變了頻率比，SFDR就改變了17 dB。

圖8：采用4096點FFT時
，時鍾與輸出頻率比值對理論12位DAC SFDR的影響

因此，通過仔細選擇時鍾與輸出頻率，就可以獲得最佳SFDR。但是，在有些應用中
，這點可能難以實現。在基於ADC的係統中，增加少量的隨機噪聲至輸入就可能使量化誤差隨機化，並且減少這種效應。DDS係統中也可以實現同樣的效果，如圖9所示。偽隨機數字噪聲發生器輸出先增加至DDS正弦幅度字，然後再載入DAC。數字噪聲的幅度設置為1/2 LSB左右。這樣就能實現隨機化過程，代價是整體輸出本底噪聲會略微增加。但是，在大多數DDS係統中，有足夠的靈活性可以選擇不同的頻率比，因此不需要擾動。

圖9：向DDS係統注入數字擾動以使量化噪聲隨機化並提高SFDR