注意


，在任何反激轉換器中，反激變壓器(多繞組電感)遠非完美無缺
，它的(初級至次級)漏電感可達初級磁化電感的5%。漏電感(LLK)與功率FET(漏極連接)等效串聯。更加複雜的是，FET的寄生輸出電容與LLK構成了一個串聯諧振電路。當FET關斷時，會產生非常高的過壓和振鈴。電路的Q值越高，振鈴電壓就越高。這種情況可能會造成巨大的EM幹擾
，並且會由於FET漏電壓的升高
，而降低FET的可靠性。

圖1(a)是一個改良後的演示板(意法半導體Viper17L)，其反激轉換器上加了一個恢複繞組。在該電路中有以下重要的考慮：電阻RS1和RS2為檢測電阻，用來監測電流；從這些電阻上直接獲得測量電流的量程。變壓器比率與原變壓器比率相一致。恢複繞組N隻與初級繞組N有you緊jin密mi的de磁ci耦ou合he，使shi兩liang個ge繞rao組zu成cheng為wei雙shuang股gu。兩liang根gen導dao線xian同tong時shi並bing排pai纏chan繞rao在zai磁ci芯xin或huo線xian軸zhou上shang，就jiu形xing成cheng了le雙shuang股gu繞rao組zu。這zhe種zhong方fang法fa使shi耦ou合he最zui大da化hua，並bing獲huo得de了le寄ji生sheng電dian容rong與yu電dian感gan的de嚴yan格ge匹pi配pei。初chu級ji繞rao組zu與yu其qi它ta繞rao組zu之zhi間jian的de耦ou合he並bing沒mei有you那na麼me重zhong要yao。

從圖1(b)可以看出，在沒有任何箝位情況下(不連接D3)
，由於振鈴，FET的漏極電壓(IC1，7、8腳)達到了峰值560V。圖2(a)為放大的初級電流圖。在FET關斷的瞬間
，初級電流(磁化電流)保持不變，為電容COSS充電

，這可從階躍波形看出。磁化電流保持不變，因為次級繞組上的二極管D4還沒有導通
，這可以從圖2(b)的次級電流波形看出。在FET關斷的一個短周期內(此時D4仍沒有導通)，串聯諧振電路的COSS被充電。在FET漏極電壓VDS足夠高的時間內，D4成為正偏，存儲在串聯諧振儲能電路中的能量被釋放。存儲的能量是諧振電路Q值的一個函數

，數值非常大。

圖2是串聯諧振儲能電路的結果。圖(a)中，繼FET關斷
，初級電流(通道2

，紅色波形)為COSS充電後
，在FET的漏極(VDS，通道1，藍色波形)有振鈴。圖(b)中，通道1仍為VDS，COSS的充電使通過D4的次級電流(通道2)延遲了不到100ns。圖(c)中，雙股繞組NR將初級電流(通道2)導回電源軌，並箝位開關電壓(通道1)。圖(d)中，泄漏磁通阻止了電流的傳輸，次級電流(通道2)達到一個均衡的峰值，直到漏泄能量被完全恢複。

 

當恢複繞組NR和二極管D3連接到電源軌時，可以觀察到完全不同的過程。恢複繞組NR直接繞過寄生電容COSS，將積累的泄漏能量導回至電源軌。在圖2(c)中應能注意到，初級電流的負浪湧(通道2)事實上是從恢複繞組流出的電流。次級二極管D4馬上變為正偏(圖2(d))，因為次級電流(通道2)上升到了穩態的峰值

，初級電流降為零。由於NP=NR
，這就確保將VDSS限製在VDC的兩倍。

 

通過泄漏能量恢複方法消除過高振鈴
，這種方式明顯優於所有其它的被動RCD阻尼器技術，因為後者消除了泄漏能量，從而降低了轉換器的效率。將最大VDS限製為兩倍VDC是可以接受的

，因為我們知道，大多數單片嵌入式轉換器都帶有高電壓功率FET(例如意法半導體Viper17就有一個令人印象深刻的800V強大功率段)。大多數變壓器廠商都可以供應雙股繞組，也可用一根Multifilar磁線自己製作。