中心議題：

• D類功率放大器原理特點
• D類功放設計需要注意的關鍵點
• 綠色能效D類功放TFA9810T設計應用

解決方案：

• D類功放的模擬輸入級
• D類功放的輸出級LPF低通濾波設計
• D類功放的溫升測試
• D類功放的功率效率測試

多媒體時代，傳統A類、B類、AB類線性模擬音頻放大器因效率低，能耗大，已不能滿足電子視聽類LCD／PDP／OLED／LCOS／PDA等綠色節能、高效、體積小等新發展趨勢，而非線性音頻放大器件Class-D類功放因具備節能、高效率
、高輸出功率、低溫升效應、占用空間小等優點，將被納入越來越多新產品設計中。D類放大器架構上分半橋非對稱型和全橋對稱型，而全橋類相對半橋型具有高達4倍的輸出功率，更為高效
；從信號適應上分模擬型和I2S全數字型
，因全數字型尚處發展階段，成本高
，而模擬型因成本優勢將在未來幾年處於應用主流。本文重點剖析了全橋模擬型D類功放設計要素，實現了一種基於NXP公司新型綠色能效模擬D類功放TFA9810T電路設計
，並重點對綠色節能高效
、高輸出功率、低溫升效應、PCB布局
、EMI抑製幾個方麵進行總結分析。

1 D類功率放大器原理特點

1．1 D類放大器係統結構
D類放大器由積分移相、PWM調製模塊、G柵級驅動、開關MOSFET電路、Logic輔助
、輸出濾波、負反饋
、保護電路等部分組成。流程上首先將模擬輸入信號調製成PWM方波信號，經過調製的PWM信號通過驅動電路驅動功率輸出級，然後通過低通濾波濾除高頻載波信號，原始信號被恢複
，驅動揚聲器發聲，如圖1所示。

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1．2 調製級(PWM-Modulation)
調製級就是A／D轉換，對輸入模擬音頻信號采樣
，形成高低電平形式數字PWM信號。圖2中zhong
，比bi較jiao器qi同tong相xiang輸shu入ru端duan接jie音yin頻pin信xin號hao源yuan，反fan向xiang端duan接jie功gong放fang內nei部bu時shi鍾zhong產chan生sheng的de三san角jiao波bo信xin號hao。在zai音yin頻pin輸shu入ru端duan信xin號hao電dian平ping高gao於yu三san角jiao波bo信xin號hao時shi，比bi較jiao器qi輸shu出chu高gao電dian平pingVH，反之
，輸出低電平VL，並將輸入正弦波信號轉換為寬度隨正弦波幅度變化的PWM波。這是D類功放核心之一，必須要求三角波線性度好，振蕩頻率穩定，比較器精度高
，速度快
，產生的PWM方波上升
、下降沿陡峭。

1．3 全橋輸出級
輸出級是開關型放大器
，輸出擺幅為VCC，電路結構如圖3所示。將MOSFET等效為理想開關，關斷時

，導通電流為零，無功率消耗；導通時
，兩端電壓依然趨近為零
，雖有電流存在，但功耗仍趨近零
；整個工作周期
，MOSFET基本無功率消耗，所以理論上D類功放的轉換效率可接近100％，但考慮輔助電路功耗及MOSFET傳導損耗
，整體轉換效率一般可達90％左右。因為轉換效率很高，所以芯片本身消耗的熱能小，溫升也才很小，完全可以不考慮散熱不良

，因此被稱為綠色能效D類功放。

對全橋,進一步減小導通損耗，要使MOSFET漏源的導通電阻RON盡量小。選取低開關頻率和柵源電容小的MOSFET，加強前置驅動器的驅動能力。

1．4 LPF低通濾波級
LPF濾波器可消除PWM信號中電磁幹擾和開關信號
，提高效率
，降低諧波失真
，直接影響放大器帶寬和THD，必須設置合適截止頻率和濾波器滾降係數，以保證音頻質量。對於視聽產品，20 Hz～20 kHz為可聽聲
；低於20 Hz為次聲；高於20 kHz為超聲。應用中一般設置截止頻率為30 kHz，這個頻率越低
，信號帶寬越窄，但過低會損傷信號質量，過高會有噪聲混入。常用LPF濾波器一般有巴特沃思濾波器、切比雪夫濾波器
、考爾濾波器三種。巴特沃思濾波器在通帶BW內最大平坦幅度特性好
，易實現
，因此視聽產品多采用等效內阻小，輸出功率大的LC二階巴特沃思濾波器如圖4所示。

1．5 負反饋
負反饋是LPF電路
，將檢測到的輸出級音頻成分反饋到輸入級，與輸入信號比較

，對輸出信號進行補償、校正
、噪聲整形，以此改善功放線性度，降低電源中紋波(電源抑製比，PSRR)。負反饋可減小通帶內因脈衝寬度調製、輸出級和電源電壓變化而產生的噪聲
，使輸出PWM中低頻成分總能與輸入信號保持一致，以得到很好的THD，使聲音更加豐富精確。
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1．6 功耗效率分析
D類效率在THD<7％情況下，可達85％以上效率，遠高於普及使用的最大理論效率78.5％的線性功放。根本原因在於輸出級MOSFET完全工作在開關狀態。理論上
，D類功放效率為：

假設D類功放MOSFET導通電阻為RON，所有其他無源電阻為RP，濾波器電阻為RF

，負載電阻為RL，則不考慮開關損耗的效率為：

式中：fOSC是振蕩器頻率

；tON和tOFF分別是MOSFET開
、關頻率。此時效率為：

由上述公式得知，D類功放中負載RL
，相對其他電阻，比值越大效率越高；MOSFET作為續流開關，所消耗的功率幾乎等於MOSFET導通阻抗上I2RON損耗和靜態電流總和
，相比較輸出到負載的功率幾乎可忽略。所以
，其效率遠高於線性功放，如圖5所示。非常適應現今綠色節能的要求
，適合被平板等數字視聽產品規模使用。

2 D類功放需要注意的關鍵點

在D類設計應用中需注意以下幾點：

2．1 Deadtime(死區校正)
全橋MOSFET管輪流成對導通，理想狀態一對導通，另一對截止，但實際上功率管的開啟關斷有一個過程。過渡過程中，必有一瞬間，如圖3所示，在IN1／IN3尚未徹底關斷時IN2／IN4就已開始導通；因MOSFET全部跨接於電源兩端，故極端的時間內
，可能會有很大的電壓電流同時加在4個MOSFET上，導致功耗很大，整體效率下降，而且器件溫升加劇，燒壞MOSFET，降低可靠性。為避免兩對MOSFET同處導通狀態
，引起有潛在威脅的很大短路電流，應保證一對MOSFET導通和另一對MOSFET截止期間有一個很短的停滯死區時間(Dead-time)，這個時間由Logic邏輯控製器控製，以有效保證一組MOSFET關斷後，另一組MOSFET再適時開啟，減小MOSFET損耗
，提高放大器效率。 

但Deadtime設置不當

，將出現如下問題：
(1)輸出信號中將產生毛刺，造成電磁幹擾，也即死區時間內，IN1／IN3都關斷。完全失控的輸出電壓將受到圖6(a)中體二極管電流的影響(體二極管電流的形成
，參見下文EMI節)，輸出波形中將出現毛刺幹擾。
(2)Deadtime過大，輸出波形中出現的毛刺包含的能量將持續消耗在體二極管中

，以熱能形式消耗能量
，嚴重影響芯片工作穩定性和輸出效率。
(3)Deadtime過長，影響放大器線性度，造成輸出信號交越失真，時間越長
，失真越嚴重。
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2．2 EMI(Electro-Magnetic Interference)
EMI主要由MOSFET體二極管反向恢複電荷形成，具體產生機理如圖6所示。

第一階段，MP1-MOSFET導通
，有電流流過MOSFET和後級LPF電感
；第二階段，全橋進入Dead-time期間

，MP1本身關斷
，但其體二極管依然導通，保證後級電感繼續續流；第三階段，Deadtime期結束
，MN1導通瞬間
，若MP1體(ti)二(er)極(ji)管(guan)存(cun)儲(chu)的(de)剩(sheng)餘(yu)電(dian)荷(he)尚(shang)未(wei)完(wan)全(quan)釋(shi)放(fang)，則(ze)瞬(shun)間(jian)釋(shi)放(fang)上(shang)一(yi)次(ci)導(dao)通(tong)期(qi)間(jian)未(wei)釋(shi)放(fang)的(de)存(cun)儲(chu)電(dian)荷(he)
，導(dao)致(zhi)反(fan)向(xiang)恢(hui)複(fu)電(dian)流(liu)激(ji)增(zeng)，此(ci)電(dian)流(liu)趨(qu)向(xiang)於(yu)形(xing)成(cheng)一(yi)個(ge)尖(jian)脈(mai)衝(chong)，最(zui)終(zhong)體(ti)現(xian)在(zai)輸(shu)出(chu)波(bo)形(xing)上(shang)，如(ru)圖(tu)6(b)所示。因此，輸出頻譜會在開關頻率以及開關頻率倍頻處包含大量頻譜能量，對外形成EMI。

為抑製EMI，以降低輸出方波頻率
，減緩方波頂部脈衝為目的
，將一些內部EMI消除電路新技術應用於新產品中：
(1)Dither。擴展頻譜技術，即在規定範圍內
，周期性調整三角波采樣時鍾頻率
，基波和高次諧波避開敏感頻段，使輸出頻譜能量平坦分散；
(2)增加主動輻射限製電路
，輸出瞬變時，主動控製輸出MOSFET柵極，以避免後級感性負載續流引起高頻輻射。

2．3 印製板PCB布局設計規則
(1)因輸出信號含大量高頻方波，需將加入的低失真、低插入損耗LC濾波電容和鐵氧體電感低通濾波器件緊密靠近功放，將承載高頻電流的環路麵積減至最小，以降低瞬態EMI輻射。
(2)因輸出電流大，音頻輸出線徑要寬，線長要減短，故需降低無源電阻RP和濾波器電阻RF
，提高負載電阻RL比值

，提高輸出效率。
(3)PCBdibushirezuzuididesanretongdao，gongfangdibuluolusanretongpimianjiyaoda，yingjinkenengzaifutongkuaiyulinjinjuyoudengdianshideyinjiaoyijiqitayuanjianjianduofutong，luoluhanpanxiangjiedefutongkuaiyongduogeguokonglianjiedaoPCB板(ban)背(bei)麵(mian)其(qi)他(ta)敷(fu)銅(tong)塊(kuai)上(shang)
，該(gai)敷(fu)銅(tong)塊(kuai)在(zai)滿(man)足(zu)係(xi)統(tong)信(xin)號(hao)走(zou)線(xian)要(yao)求(qiu)下(xia)，應(ying)具(ju)有(you)盡(jin)可(ke)能(neng)大(da)的(de)麵(mian)積(ji)，以(yi)保(bao)證(zheng)芯(xin)片(pian)內(nei)核(he)通(tong)過(guo)這(zhe)些(xie)熱(re)阻(zu)最(zui)低(di)的(de)敷(fu)銅(tong)區(qu)域(yu)有(you)最(zui)佳(jia)散(san)熱(re)特(te)性(xing)。
(4)大電流器件接地端附近
，多加過孔
，信號若跨接於PCB兩層間，多加過孔提高連接可靠性，降低導通阻抗。
(5)信號輸入端元件焊盤和信號線與輸出端保持適當間距
，關鍵反饋網絡器件置放在輸入／輸出PCB布局模塊中間，防止輸出端EMI幅射影響輸入端小信號。
(6)地線、電源線遠離輸入／輸出級，采用單點接地方法。
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3 基於上述要素的綠色能效D類功放TFA9810T設計應用

3．1 TFA9810T內部結構
TFA9810T是NXP公司推出的雙通道額定輸出2×12 W的高效Class-D類功放，主要由兩組全橋功率放大器(Full-Bridge)
、驅動前端、邏輯控製

、OVP／OCP／OTP等保護電路、全差分輸入比較器、供電模塊等構成，如圖7所示。

其具備如下特點：可取消散熱器，有很高的可靠性，8～20 V單電源供電，外部增益可調
，待機節能狀態的供電電流為微安級，耗能很小等。非常適合應用於平板類電視產品、多媒體係統、無線音頻領域。

3．2 模擬輸入級設計
TFA9810T輸入端采用可抑製共模幹擾的全差分輸入電路。以圖8 AMP-Rin輸入端為例，RA128／RA133／CA139gouchengfufankuiditonglvboqi
，yongyushuaijianfankuixinhaozhonggaopinzaibochengfen。zengjiadipinchengfenfankuiliang，tebieshizhiliuchengfen。youxiaogaishanlelingshurushiyinshuruxinhaozhiliudianpingyubijiaoqimenxiandianyachayixingchengdezhankongbiwucha，tiaozhengRA128也可實現TFA9810T增益控製
，使Au(dB)=20log(VOUT／VIN)≌20log(RA128／RA132)。器件CA153／RA132／RA133及TFA9810T內阻構成高通濾波器
，用於對輸入信號的緩衝。若CA153容值過小，會影響低頻響應，理論確定公式為：
 

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本設計取值1 μF，確定低端頻率為16 Hz，若該頻率定得太高，低端輸入電抗(如在20 Hz)會太大，可能導致輸出端較大噪聲和直流偏移噪聲(plop-noise)。反饋信號與經過緩衝的輸入音頻比較後，通過RA133進入TFA9810T進行PWM調製。為避免圖8中Rin／Lin輸入信號頻率因半導體非線性產生和頻和差頻

，導致輸出端出現嘯叫聲，則通過調整電容CA123／CA145
，將兩路載波頻率調差50 kHz左右。本設計中將取CA123=22 pF

，CA145=47 pF
，實現了Rin／Lin載頻相差50 kHz。

3．3 輸出級LPF低通濾波設計
TFA9810T輸出端低通濾波器采用二階巴特沃思濾波器方式，實際的巴特沃思二階濾波器由圖9中RCA類電子元器件CA135／RA145／CA136／LA5／CA137／CA138／RA148／CA159／CA140／CA141／RA152／LA6／CA142／CA144等構成，對PWM方波中15 Hz～20 kHz音頻成分表現為直通效應，對超過音頻範圍的20 kHz以上高頻成分呈現-12 dB／倍頻程滾降率。

簡化模型中
，由Lse和Cse,R，C1構成基本巴特沃思濾波器，R和C1又構成有Zobel network的消峰電路，用於去除高頻時尖峰脈衝幹擾。

3．4 溫升測試
本設計功放TFA9810T的直流電源供電15．2 V，工作環境溫度為20℃

，音頻係統輸入為2Vp未調製的1 kHz單音頻信號，匹配負載為8 Ω揚聲器，調整音頻輸出功率21 W
，持續工作30 min
，使用溫度測試設備測得TFA9810T殼體中央最高溫度為45℃，溫升僅25℃，無需再增加散熱片。

3．5 音頻A／D／A測試分析
圖10測試了TFA9810T功放音頻輸入端為1 kHz的2V。單音頻信號波形，輸出端揚聲器端到GND間為12．84V。，圖9中LPF。濾波前功放輸出的PWM波形。圖11～圖13分別拓展了圖10中A／B／C區。

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由圖10～圖13可知，輸入波形疊加有高頻雜波。說明前端引入不良幹擾，需進一步分析改進；輸出波形平滑，無交越失真，Deadtime特性較好；輸入／輸出正弦波相位相反，直接由電阻RA128等形成閉環負反饋通路，降低了噪聲幹擾
，並進行增益控製。A，B，C區的拓展圖輸出正弦波峰
、波穀
、S區域處PWM的頻率分別為238．8 kHz

，224．9 kHz，626．4 kHz，占空比不同，符合三角波采樣特性。圖中波峰、波穀處PWM脈衝fall下降沿和rise上升沿更為陡峭，相比S形區域，包含大量高頻諧波，易引起EMI輻射
，但通過巴特沃思二階濾波器濾波後，輸出正弦波良好，無明顯高頻雜波迭加
，EMC測試也無明顯對外輻射頻率
，滿足了設計需要。

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3．6 功率、效率測試
圖14測試了在圖10狀態下功放TFA9810T的供電電壓
、電流實際波形。

由圖10可知
，功放單端輸出功率為：

由圖14參數可知，功放供電係統承載的總功率為：

由此可得TFA9810T的效率為：

4 結 語

介紹了模擬全橋D類功放拓撲結構，詳細探討了通過二階巴特沃思濾波器設計和功放PCB布局，抑製了因Deadtime等產生的EMI。最後基於NXP公司D類功放TFA9810T，實現了一種新型綠色能效雙通道D類音頻放大器設計。仿真和測試結果表明，在供電電壓約為15 V時，放大器可向兩8 Ω揚聲器提供10 W×2的輸出功率
，轉換效率達90％，總諧波失真小於7％，1 kHz正弦波音頻輸出無交越失真
，無明顯EMI幹擾，功放殼體相對溫升25℃。隨著當今社會節約能源的要求，該類綠色能效設計將在未來幾年達到更廣泛的應用。