中心議題：

• 電源模塊初級端和次級端的運用
• 連續傳導模式(CCM)功率因數校正
• 各模塊的工作狀態

解決方案：

• 增大總線電容
• 采用零電壓開關拓撲
• 調整次級電壓的二極管由MOSFET代替

工業電源必需滿足一些特殊的要求，如低功耗（以減輕機箱冷卻方麵的負擔）、高功率密度（以減小空間要求）、高可靠性和高耐用性，以及其它在普通電源中不常見的特性，如易於並聯
、遙控和某些過載保護功能等。同時，它對EMI和穩定性的要求也比其它應用更為嚴格。本文詳細分析了一個400Wdianyuandeshejishili，chanshilechujiduanhecijiduandianyuanmokuaideyunyong
，yijiqitatigaoxingnengdefangfa。chulezaidianqifangmiandegaijinwai，mokuaihaicaiyongtongyidewaixingchicun，bianyushixianjingxijincoudejixieshejibingjianshaoanzhuanghewuliuchengben。事實上，兩個模塊可具有不同額定功率

，從而大大縮短了上市時間。
　　
功率因數校正級(PFC),加上總線或DC鏈路電容，對於許多無法單獨優化的不同因素來說是十分關鍵的。現在，大部分電源都采用了有源PFC電路
，亦即升壓轉換器，確保輸入電流與輸入電壓同相，使輸入端的正弦波失真最小化，從而減小傳導EMI，實現寬輸入範圍（85VAC~265VAC）。而且
，這個升壓轉換器會根據輸入電壓調節自己的占空比和輸入電流，並把總線電容的電壓調節到350V~400V。然而，如果升壓轉換器不是有源的（例如在啟動狀態），電(dian)流(liu)可(ke)能(neng)流(liu)經(jing)輸(shu)入(ru)整(zheng)流(liu)器(qi)，進(jin)入(ru)升(sheng)壓(ya)電(dian)感(gan)和(he)二(er)極(ji)管(guan)

，再(zai)到(dao)空(kong)的(de)總(zong)線(xian)電(dian)容(rong)
，最(zui)終(zhong)產(chan)生(sheng)很(hen)大(da)的(de)浪(lang)湧(yong)電(dian)流(liu)。要(yao)避(bi)免(mian)這(zhe)一(yi)問(wen)題(ti)，需(xu)要(yao)額(e)外(wai)的(de)限(xian)流(liu)電(dian)路(lu)，否(fou)則(ze)可(ke)能(neng)觸(chu)發(fa)電(dian)網(wang)熔(rong)絲(si)。

在(zai)高(gao)可(ke)靠(kao)性(xing)或(huo)關(guan)鍵(jian)任(ren)務(wu)應(ying)用(yong)中(zhong)，由(you)於(yu)對(dui)保(bao)持(chi)時(shi)間(jian)和(he)節(jie)電(dian)保(bao)護(hu)的(de)要(yao)求(qiu)更(geng)嚴(yan)格(ge)
，因(yin)此(ci)總(zong)線(xian)電(dian)容(rong)必(bi)須(xu)增(zeng)大(da)，這(zhe)使(shi)得(de)浪(lang)湧(yong)電(dian)流(liu)變(bian)得(de)更(geng)大(da)。在(zai)某(mou)些(xie)情(qing)況(kuang)下(xia)


，需(xu)要(yao)一(yi)個(ge)NTC電阻，但在“熱”啟動（如停電）時，NTC仍然很熱，不能提供保護。根據DIN-EN61204標準，測試方法針對兩種情況：70%的額定輸入電壓，20ms
；以及40%的額定輸入電壓，100mS。第二種情況對沒有有源PFC的電源而言可謂相當棘手。
　　
脈寬調製級（PWM）是主要的轉換器級。其中DC電(dian)壓(ya)被(bei)斬(zhan)波(bo)為(wei)更(geng)高(gao)頻(pin)率(lv)的(de)方(fang)波(bo)，因(yin)此(ci)利(li)用(yong)更(geng)小(xiao)的(de)變(bian)壓(ya)器(qi)就(jiu)可(ke)以(yi)轉(zhuan)換(huan)到(dao)另(ling)一(yi)個(ge)電(dian)壓(ya)級(ji)並(bing)提(ti)供(gong)隔(ge)離(li)。並(bing)非(fei)所(suo)有(you)的(de)拓(tuo)撲(pu)都(dou)采(cai)用(yong)占(zhan)空(kong)比(bi)變(bian)化(hua)的(de)方(fang)波(bo)，有(you)些(xie)拓(tuo)撲(pu)采(cai)用(yong)的(de)是(shi)變(bian)頻(pin)，還(hai)有(you)的(de)則(ze)是(shi)改(gai)變(bian)兩(liang)個(ge)脈(mai)衝(chong)序(xu)列(lie)之(zhi)間(jian)的(de)相(xiang)位(wei)。這(zhe)一(yi)級(ji)主(zhu)要(yao)確(que)定(ding)轉(zhuan)換(huan)器(qi)的(de)效(xiao)率(lv)和(he)負(fu)載(zai)調(tiao)節(jie)。轉(zhuan)換(huan)器(qi)效(xiao)率(lv)十(shi)分(fen)重(zhong)要(yao)
，首(shou)先(xian)它(ta)關(guan)係(xi)電(dian)源(yuan)的(de)運(yun)行(xing)成(cheng)本(ben)；其次是必須通過機箱冷卻來散除產生的熱量；第三是熱組件越大，就越昂貴，占用空間也越大。這三個因素與電源的使用壽命成本關係重大。


圖1工業電源的各個不同級及每級的主要特性
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轉換器拓撲的選擇對效率和輻射EMI都至關重要，因為功率開關越傾向於硬開關

，產生的dI/dt和dV/dt就jiu很hen大da，同tong時shi電dian流liu和he電dian壓ya就jiu越yue高gao，這zhe會hui導dao致zhi開kai關guan頻pin率lv諧xie波bo的de大da量liang產chan生sheng。在zai各ge種zhong拓tuo撲pu中zhong
，諧xie振zhen或huo準zhun諧xie振zhen拓tuo撲pu都dou頗po具ju優you勢shi但dan較jiao難nan設she計ji，尤you其qi是shi諧xie振zhen拓tuo撲pu

，很hen難nan在zai寬kuan泛fan的de負fu載zai範fan圍wei上shang實shi現xian。下xia文wen中zhong描miao述shu的deLLC拓撲具有在寬負載範圍內有限的開關頻率變化以及軟開關

，很容易解決這一問題。
　　
PWMjiyeshisuoyoubixubaohugongnengdehexinsuozai。zaidianliumoshizhuanhuanqideqingkuangxia，zhuzhouqixianliuqikebaohudianyuanmianshoudabufenshuchuwentideshanghai，zhexiewentitongchangyureguanduanyouguan。
　　
同步整流級（SR）把變壓器產生的交流電壓轉換回直流電壓。由於電壓很低
，電流往往相當高，故整流器的傳導損耗必須最小化。若采用矽PN結二極管可以獲得0.7V的正向電壓，則采用肖特基二極管可達到0.4V。要獲得更低的電壓級就需采用MOSFET，這時電壓級由導通阻抗RDS(ON)和輸出電流決定，且比前兩種情況要低得多。但因為MOSFET是(shi)有(you)源(yuan)器(qi)件(jian)
，故(gu)需(xu)要(yao)一(yi)個(ge)適(shi)當(dang)的(de)柵(zha)極(ji)驅(qu)動(dong)信(xin)號(hao)來(lai)完(wan)成(cheng)，如(ru)果(guo)設(she)計(ji)良(liang)好(hao)，這(zhe)一(yi)級(ji)的(de)功(gong)耗(hao)可(ke)大(da)幅(fu)度(du)減(jian)小(xiao)，從(cong)而(er)進(jin)一(yi)步(bu)提(ti)高(gao)效(xiao)率(lv)。此(ci)外(wai)，利(li)用(yong)先(xian)進(jin)的(de)低(di)電(dian)感(gan)封(feng)裝(zhuang)技(ji)術(shu)，設(she)計(ji)還(hai)可(ke)以(yi)非(fei)常(chang)緊(jin)湊(cou)耐(nai)用(yong)。
　　
連續傳導模式(CCM)功率因數校正
　　
輸入整流器（圖2中沒有EMI濾波器）產生的輸入電壓被饋入到PFC電感中，此時後者的次級線圈為PFC控製IC提供供電電壓。電感前麵的電阻/電容網絡可對輸入電壓進行采樣。電感之後是帶柵極保護電路的電源開關，PFC整流器為StealthTM二極管。接下來使用一個電阻分壓器來感測和調節PFC級的輸出電壓，反饋回路至此結束。總線電容也如圖2所示，而二極管D1是一個額外的保護器件。


圖2PFC級的原理示意圖
　　
這裏采用的控製器是FAN4810
，該器件包含了先進的平均電流“升壓”型功率因數校正實現電路
，電源因此能夠完全滿足IEC1000-3-2規範的要求。它還包含了TriFaultDetect功能，有利於確保不會因PFC中單個組件的故障造成不安全事件。1A的柵極驅動器又極大降低了對外部驅動器電路的需求。此外，它的功率要求很低，既提高了效率也降低了組件成本。該PFC還帶有峰值限流、輸入電壓中斷保護功能

，還有一個過壓比較器，可在發生負載突然減小事件時關斷PFC部分。時鍾輸出信號可用來同步下遊的PWM級，以減少係統噪聲。
　　
圖3中
，綠色曲線的較厚區域代表電流紋波，PFCIC在峰值輸入電壓下消耗電流較多，過零時沒有電流。粉色曲線代表整流器輸入電壓，藍色曲線為輸出電壓。


圖3CCMPFC的行為
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LLC拓撲
　　
提高電源效率的方法之一是采用零電壓開關拓撲。在這種拓撲中，電路中的電源開關在電壓極低時導通。對於鉗位感應開關MOSFET，導通損耗PONLOSS可由下式粗略求得：

　
IL為流經MOSFET的負載電流，VDS(SW)為MOSFET導通前的漏源電壓
，tON為導通時間，而fSW則為開關頻率。
　　
在硬開關拓撲中，VDS(SW)是總線電壓
，對帶有PFC前端級的應用來說一般約為400V。對於零電壓開關
，該電壓被降至MOSFET二極管的正向電壓降
，在1V左右，從而極大地減小了導通開關損耗。
　　
圖4所示為LLC諧xie振zhen轉zhuan換huan器qi的de模mo塊kuai示shi意yi圖tu。其qi核he心xin組zu件jian是shi諧xie振zhen網wang絡luo，在zai輸shu入ru端duan電dian壓ya波bo形xing和he流liu入ru輸shu入ru端duan的de電dian流liu之zhi間jian產chan生sheng相xiang位wei滯zhi後hou
，加jia載zai在zai輸shu入ru端duan的de電dian壓ya波bo形xing是shi方fang波bo
，利li用yong半ban橋qiao或huo全quan橋qiao電dian路lu很hen容rong易yi就jiu可ke以yi從congPFC輸出電壓中產生。



圖4LLC諧振轉換器模塊示意圖和零電壓開關波形
　　
ruguohulveqiaoshidianluzhongsiqushijianxiaoyingyijigenggaojiexiebodechuxian，nameliuruxiezhenwangluodedianliukejinsibiaoshiweizhengxianbo。youyuliuruxiezhendianludedianliuzhihouyudianyajibo
，dangMOSFET處於導通狀態時，電流從兩個方向流入，如圖4所示。MOSFET在電流流經體二極管時導通，導致“零”電壓開關。這種方法帶來的一個額外好處是導通時產生的EMI較低，這是因為高dv/dt和di/dt轉換時間要短得多，而且通常沒有標準硬開關應用中不可避免的反向恢複效應。
　　
由於諧振電路的輸出是周期性的，因此需要對之進行整流。這可以采用如圖4所示的全波整流器或一個帶中心抽頭（centre-tap）的整流器來完成。
　　
最後，AC-DC電源中的諧振網絡基本上都會采用一個變壓器。該變壓器執行兩項任務：其一是提供初級端和次級端之間必需的安全隔離
；其二是通過它的匝數比控製電源的總體電壓轉換比率。
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為了避免Q1和Q2同時導通的風險，需要一定的死區時間。以Q1的關斷波形為例。流經開關的電流很大，接近峰值電流。關斷期間的電壓擺幅為滿總線電壓
，因此關斷步驟是無損耗的。
　　
要確保Q2的零電壓開關，Q1的漏源電容完全充電十分重要，這意味著充電時間不應該超過死區時間。若總線電壓為VBUS
，開關時電流為ISW，有效漏源電容為CDSeff，則電容的充電時間tSW可由下式計算出：

VBUS由設計條件事先確定。如果CDSeff為零，Q2就會如預期地實現零電壓開關。如果CDSeff非常大
，Q2為硬開關工作。輕載下ISW很小，當負載足夠小時
，最終也會發生Q2硬開關。
　　
有時可為每個MOSFET並聯一個電容。如果其容量選擇適當

，就可以降低關斷損耗，同時又不影響較輕負載下的零電壓開關性能。
　　
LLC諧振轉換器是讓諧振轉換器與一個電感串聯。這樣一來
，諧振電路中就有兩個電感和一個電容，故名為L-L-C。圖5顯示了一個實例電路的增益特性。



圖5LLC諧振轉換器增益曲線實例
　　
在zai工gong作zuo區qu域yu，電dian壓ya增zeng益yi首shou先xian隨sui著zhe頻pin率lv的de增zeng加jia而er降jiang低di
，這zhe確que保bao了le零ling電dian壓ya開kai關guan所suo需xu的de相xiang位wei滯zhi後hou。控kong製zhi電dian路lu通tong過guo改gai變bian頻pin率lv來lai改gai變bian係xi統tong增zeng益yi。最zui小xiao增zeng益yi和he最zui大da增zeng益yi之zhi間jian的de差cha距ju相xiang當dang小xiao，因yin此ci諧xie振zhen轉zhuan換huan器qi需xu要yao很hen窄zhai的deDC電壓輸入範圍。在這個電源設計中，由PFC級提供窄輸入電壓範圍，建議采用連續傳導模式PFC級。
　　
利用PFC級
，LLC轉換器的輸入可設置在400V左右。如果所需輸出電壓為12V、匝數比為40:1，則額定負載下需要1.2的DC增益。無論負載情況如何，頻率始終不變。
　　
為便於說明
，假設輸入電壓提高到480V，則控製電路需把增益降至1.0

，以保持12V的輸出電壓。在這種情況下，頻率會在115kHz（滿負載）和130kHz（20%負載）之間變化，從圖中可看出何時決定不同負載下的增益曲線與增益為1.0的線在哪個頻率下相交。利用前述應用中采用的前端PFC級
，在缺輸入半波的情況下需要一些額外的增益，即所謂的“保持”時間要求。
　　
同步整流
　　
次級端的同步整流級是利用新的FPP06R001模塊來構建的，如圖6所示。


圖6同步整流器模塊如何連接在變壓器的次級端上
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用來調整次級電壓的二極管通常由MOSFET代替，該模塊包含了柵極驅動器和功率MOSFET，采用外引腳極寬的小型單列直插封裝，可減小寄生電感和電阻。
　　
利用模塊來代替分立式組件可以提高效率、減小EMI並簡化總體設計。模塊中MOSFET的RDS(ON)比分立式解決方案中的小10%
，總體封裝阻抗小16%
，振鈴因此減少
，從而減小了EMI。柵極驅動器回路的尺寸很小，這又進一步減小了EMI輻射，增強了抗幹擾能力，尤其是對漏極上的dv/dt幹擾。由於兩個棘手回路的布局都已在模塊內完成
，所以對設計人員而言總體設計變得較簡單。
　　
圖7解釋了讓柵極驅動器靠近功率MOSFET為什麼如此有用。柵極驅動器的非零輸出阻抗ZDRV必須通過寄生阻抗Zstray1和Zstray2，以及柵極阻抗Rg來控製MOSFET，尤其是關斷。這時，漏極上的高dV/dt加上柵極路徑上的高阻抗，可能引起MOSFET的寄生導通。而利用極短的連線和功能強大的柵極驅動器，幾乎可以實現完美的開關。


圖7柵極驅動器電路中的寄生阻抗
　　
通過分析功率MOSFET上的電壓級，可以創建柵極驅動器信號
，確定開關導通的準確時序。一旦完全導通，開關上的電壓降可利用公式RDSON×IOUT算出，因此RDSON越低，電壓降就越低，功耗也越低（這時開關損耗忽略不計）。確定正確的功率開關導通和關斷時間是非常重要的，這樣就可避免體二極管的傳導
，後者會造成電流換向，最終增大電壓降。
　　
下表比較了在輸出功率為400W（24V
，17A）
、結溫為100℃時，采用不同整流器獲得的結果：

有(you)意(yi)思(si)的(de)是(shi)，輸(shu)出(chu)整(zheng)流(liu)器(qi)的(de)功(gong)耗(hao)隻(zhi)與(yu)輸(shu)出(chu)電(dian)流(liu)有(you)關(guan)，而(er)與(yu)輸(shu)出(chu)電(dian)壓(ya)無(wu)關(guan)。輸(shu)出(chu)電(dian)流(liu)越(yue)高(gao)，同(tong)步(bu)整(zheng)流(liu)解(jie)決(jue)方(fang)案(an)就(jiu)越(yue)有(you)優(you)勢(shi)。肖(xiao)特(te)基(ji)二(er)極(ji)管(guan)的(de)實(shi)際(ji)限(xian)製(zhi)在(zai)10A左(zuo)右(you)，超(chao)出(chu)這(zhe)個(ge)限(xian)值(zhi)
，整(zheng)流(liu)器(qi)的(de)功(gong)耗(hao)會(hui)變(bian)得(de)相(xiang)當(dang)大(da)，這(zhe)是(shi)因(yin)為(wei)正(zheng)向(xiang)電(dian)壓(ya)在(zai)某(mou)種(zhong)程(cheng)度(du)上(shang)依(yi)賴(lai)於(yu)電(dian)流(liu)。不(bu)過(guo)，對(dui)於(yu)較(jiao)高(gao)的(de)輸(shu)出(chu)電(dian)壓(ya)
，肖(xiao)特(te)基(ji)二(er)極(ji)管(guan)可(ke)能(neng)更(geng)好(hao)，因(yin)為(wei)電(dian)流(liu)更(geng)小(xiao)並(bing)且(qie)無(wu)需(xu)驅(qu)動(dong)電(dian)路(lu)。
　　
電源係統
　　
在歐盟指令下，一種新的電源效率測量方法已被采用


，可在25%、50%、75%和100%的額度輸出功率下對輸入輸出功率進行測量。利用這種方法，電源效率可達到93.8%。


圖8初級端和次級端模塊采用相同的尺寸
，有利於實現非常精細的機械解決方案