【導讀】當(dang)電(dian)源(yuan)驅(qu)動(dong)大(da)容(rong)性(xing)負(fu)載(zai)時(shi)
，浪(lang)湧(yong)電(dian)流(liu)如(ru)果(guo)不(bu)加(jia)以(yi)限(xian)製(zhi)，對(dui)於(yu)高(gao)壓(ya)電(dian)源(yuan)來(lai)說(shuo)可(ke)以(yi)達(da)到(dao)幾(ji)十(shi)或(huo)幾(ji)百(bai)安(an)培(pei)。一(yi)般(ban)來(lai)說(shuo)，電(dian)源(yuan)的(de)額(e)定(ding)值(zhi)可(ke)能(neng)會(hui)瞬(shun)態(tai)超(chao)過(guo)許(xu)多(duo)倍(bei)，但(dan)當(dang)瞬(shun)態(tai)持(chi)續(xu)幾(ji)個(ge)交(jiao)流(liu)線(xian)路(lu)周(zhou)期(qi)時(shi)
，這(zhe)通(tong)常(chang)是(shi)可(ke)以(yi)接(jie)受(shou)的(de)。這(zhe)對(dui)於(yu)高(gao)達(da)幾(ji)百(bai)微(wei)法(fa)的(de)負(fu)載(zai)電(dian)容(rong)是(shi)典(dian)型(xing)的(de)，但(dan)對(dui)於(yu)數(shu)千(qian)微(wei)法(fa)的(de)負(fu)載(zai)電(dian)容(rong)，浪(lang)湧(yong)電(dian)流(liu)限(xian)製(zhi)器(qi)是(shi)必(bi)須(xu)的(de)。

此設計理念提供了一種簡單、經過驗證

、可靠且穩健的方法來為大型電容器組充電
，使用串聯連接的功率 MOSFET 將擊穿電壓提高到高於單個 MOSFET 的擊穿電壓。

當(dang)電(dian)源(yuan)驅(qu)動(dong)大(da)容(rong)性(xing)負(fu)載(zai)時(shi)，浪(lang)湧(yong)電(dian)流(liu)如(ru)果(guo)不(bu)加(jia)以(yi)限(xian)製(zhi)

，對(dui)於(yu)高(gao)壓(ya)電(dian)源(yuan)來(lai)說(shuo)可(ke)以(yi)達(da)到(dao)幾(ji)十(shi)或(huo)幾(ji)百(bai)安(an)培(pei)。一(yi)般(ban)來(lai)說(shuo)，電(dian)源(yuan)的(de)額(e)定(ding)值(zhi)可(ke)能(neng)會(hui)瞬(shun)態(tai)超(chao)過(guo)許(xu)多(duo)倍(bei)，但(dan)當(dang)瞬(shun)態(tai)持(chi)續(xu)幾(ji)個(ge)交(jiao)流(liu)線(xian)路(lu)周(zhou)期(qi)時(shi)，這(zhe)通(tong)常(chang)是(shi)可(ke)以(yi)接(jie)受(shou)的(de)。這(zhe)對(dui)於(yu)高(gao)達(da)幾(ji)百(bai)微(wei)法(fa)的(de)負(fu)載(zai)電(dian)容(rong)是(shi)典(dian)型(xing)的(de)，但(dan)對(dui)於(yu)數(shu)千(qian)微(wei)法(fa)的(de)負(fu)載(zai)電(dian)容(rong)，浪(lang)湧(yong)電(dian)流(liu)限(xian)製(zhi)器(qi)是(shi)必(bi)須(xu)的(de)。

使用MOSFET作為壓控電流元件非常適合電容充電電路設計。考慮一下：如果一項任務指定從 240V 的整流交流電源為電容器組充電 1A
，則具有單個 P-MOSFET 的設計將要求在通電時，MOSFET 在其漏源電壓 |V 時通過 1A DS | 約為330V，超出了大部分零件的安全工作區。例如，IXTQ10P50P 在結溫 150°C 時可以處理 200 mA 的電流 |V DS | = 250V，但在 |V DS |時超過 2A < 100 伏。可以通過串聯連接多個 P-MOSFET 來克服此限製。

圖1

圖 1 顯示了一個包含三個串聯的 P-MOSFET 的設計。忽略 R1 上的壓降，輸入電壓與 Q2 源極的電位大致相同。然後，Q2 的柵極電位等於輸入電壓減去齊納二極管 D1 上的 6.2V，加上電阻器 R3 上的任何壓降。電阻器 R5

、R6 和 R7 作為分壓器確保 |V DS | 每個 P-MOSFET 的電壓近似相等——約為輸入和輸出電壓差的 1/3。由於 Q2 的柵極電勢比輸入電壓低約 5V，因此特意選擇 R5 使其具有比 R6 和 R7 稍高的電阻。此校正均衡 |V DS | 電壓甚至高於電阻 R5、R6 和 R7 相等時的電壓。R4 確保在電源開啟/關閉時，Q2 關閉。

上電時，D1在Q2的源極和柵極之間提供6.2V電壓，|V GS2 |；因此Q2是導電的。Q3 和 Q4 也導通，因為通過 R5-R7 的電流為其柵源電容充電。電容器組充電電流由 R1 檢測，並由 R1、Q1
、R3 和 Q2 組成的負反饋控製進行調節。當 Q1 的發射極和基極之間的電壓達到 V BE(on) 時——即充電電流約為 1A 時——Q1 開始導通。作為 |V GS2 | = 6.2 – R3 × I C(Q1) , I C(Q1)的任何增加 都會降低 |V GS2|。這會降低輸出電流，進而降低 R1 兩端的電壓

，從而完成負反饋環路。

圖 2

圖 2 顯示了當電容器組從 0V 充電到 300V 時
，40,000μF 電容器組兩端的電壓隨時間的變化（對於兩種不同的情況）
，使用和不使用 C1。在沒有 C1 的情況下，電容器組在每個整流半周期內僅部分充電——也就是說，當輸入電壓高於輸出電壓加上所有三個 MOSFET 上約 15V 的壓降時。因此
，曲線的斜率不是恒定的。

添加 C1 可讓充電電路以更恒定的輸入電壓工作。

C1 的計算

C1 以 dV/dt = I/C = 10V/ms 的速率放電。這幾乎比輸入電壓從 330V 到 0V 的正弦變化慢一個數量級
，後者對於 120Hz 半周期持續 4.17ms。因此，從輸入電壓達到值的那一刻起，電容器組僅從 C1 電容器充電
，直到輸入電壓在 120Hz 周期的下一個上升斜坡上超過 C1 電壓。C1以1A恒流放電，放電時間間隔t d 表示為：

對於這個時間間隔，輸入電壓從 330V 變為 0V 並高達 V C1：

求解 V C1的這兩個方程 表明 C1 放電至約 265V。由於三個 MOSFET 兩端的電壓降約為 15 V，因此在 250 V 以上時

，電容器組兩端的電壓不會線性增加。這解釋了圖 2中線性虛線的變化。

該電路是一個複雜設備的一部分：我們為研究定製的除顫器 [1]。在過去兩年中
，它已被證明可以可靠地工作數百個周期和數百小時，並且電容器組進行了多次快速放電。該電路在高達 280 V RMS的輸入電壓下進行了測試 
，並在高達 70°C 的散熱器溫度下可靠工作。此設計理念不限於此處指定的輸入電壓和電流。增加更多的串聯 P-MOSFET 可以提高輸入電壓和充電電流。缺點是每個 P-MOSFET 上的壓降約為 5V。大於 100μF 的 C1 電容將使充電曲線在更高電壓下線性化
，或者當然可以使用直流輸入。

免責聲明：本文為轉載文章
，轉載此文目的在於傳遞更多信息，版權歸原作者所有。本文所用視頻、圖片
、文字如涉及作品版權問題
，請聯係小編進行處理。

推薦閱讀：

電源管理麵臨五大趨勢，產業界都是如何應對？

電路檢測快速下降的信號並抑製噪聲

DSP 技巧：頻率解調算法

了解觸摸屏中的電磁幹擾源

監控外部輸入時降低 MCU 能耗