中心議題：

• D 類音頻功放的係統設計
• D 類音頻功放單元電路設計實現

解決方案：

• D 類音頻功放單元電路設計
  

D 類音頻功放具有高效、節能、小型化的優點
，廣泛應用於便攜式產品
、家庭AV 設備及汽車音響等多個領域。本文設計的D 類音頻功率放大器主要基於以下三個方麵考慮：保證高保真度
、提高效率和減小體積。文章設計了一款工作於5V 電源電壓並采用PWM 來實現的D 類音頻功率放大器，整個係統包含了輸入放大級、誤差放大器
、比較器、內部振蕩電路

、驅動電路、全橋開關電路及基準電路。通過引入反饋技術來減小係統的THD 指數，采用雙路反寬調製方案不僅抑製了D 類音頻功率放大器的靜態功耗，而且達到了去除D 類音頻功率放大器輸出端低通濾波器的目的，減小了係統的體積。

1 D 類音頻功放的係統設計

本文所設計的D 類音頻功率放大器的係統結構如圖1 所(suo)示(shi)。該(gai)放(fang)大(da)器(qi)結(jie)構(gou)是(shi)基(ji)於(yu)雙(shuang)邊(bian)自(zi)然(ran)采(cai)樣(yang)技(ji)術(shu)方(fang)案(an)實(shi)現(xian)的(de)，在(zai)任(ren)一(yi)時(shi)刻(ke)輸(shu)出(chu)所(suo)包(bao)含(han)的(de)信(xin)息(xi)量(liang)都(dou)是(shi)單(dan)邊(bian)采(cai)樣(yang)方(fang)案(an)的(de)兩(liang)倍(bei)，通(tong)過(guo)雙(shuang)邊(bian)自(zi)然(ran)采(cai)樣(yang)還(hai)可(ke)以(yi)把(ba)輸(shu)出(chu)音(yin)頻(pin)信(xin)號(hao)中(zhong)大(da)量(liang)的(de)失(shi)真(zhen)成(cheng)分(fen)移(yi)除(chu)到(dao)人(ren)耳(er)所(suo)能(neng)感(gan)應(ying)到(dao)的(de)音(yin)頻(pin)帶(dai)寬(kuan)範(fan)圍(wei)之(zhi)外(wai)

，達(da)到(dao)去(qu)除(chu)D 類音頻功率放大器輸出端低通濾波器的目的。

圖1 D 類音頻功率放大器結構

係統采用單電源供電
，脈衝信號"out1"和"out2"的高低電平分別為VDD 和GND,輸入放大級由運算放大器OTA 的閉環結構實現

，誤差放大器則由運算放大器OTA 與電容Cs 構成。係統工作時，音頻輸入信號Vin 首先經過輸入放大級後輸出兩路差分信號，再與反饋信號求和送到誤差放大器中產生誤差信號VE1
、VE2,對三角波載波信號VT 進行調製，輸出兩路脈衝信號"out1"和"out2"以驅動揚聲器發聲。係統包含兩個反饋環路，第一個由R1、Rf1 和OTA 組成，用來設置輸入放大級和整個D 類音頻功率放大器的增益，第二個由R2
、Rf2 和後端音頻信號處理電路組成
，用來減小係統的THD 指數。

在圖1 中
，對電容Cs 充放電的電流I1、I2 由Vout1、Vout2、Vin、R1、Rf1、R2 和Rf2 共同決定
，其中電阻和電容必須具有良好的線性度和匹配性
，以獲得良好的閉環性能。

開環D 類音頻功率放大器的模型如圖2 所示。

圖2 開環D 類音頻功率放大器模型

[page]
此時係統輸出為：

開環係統的總諧波失真為：

式（2）中的Vin 為放大器的輸入信號，Vn 為引入的諧波失真

，Hf 為傳遞函數。

具有反饋環路的D 類音頻功率放大器的模型如圖3 所示。

圖3 閉環D 類音頻功率放大器模型

此時係統的輸出為：

其中Hfb 為閉環模型的傳遞函數


，G 為反饋增益。為了得到相等的放大倍數，設計傳遞函數為：

則式（3）變為：

閉壞係統的總諧波失真為：

比較式（2）和式（6）可以看出
，具有反饋環路閉環係統THD 為開環係統THD 的1/（1+HfbG），即通過反饋結構減小了係統的THD。

2 單元電路設計實現

係統單元電路主要包括：輸入放大級、誤差放大器、比較器、驅動電路、全橋開關電路、內部振蕩電路和基準電路。

2.1 輸入放大級
D 類音頻功率放大器的輸入放大級是基於運算放大器（OTA）的閉環結構來實現的，其結構如圖4suoshi，yonglaigenjuxuyaoduishurudeyinpinxinhaozuodianpingtiaozhenghexinhaofangdachuli
，shishuruxinhaozaifudufangmiannengmanzuhoujidianludeyaoqiu
，shurufangdajidezengyikeyitongguoshezhiRf1和R1 的阻值來決定。

圖4 輸入放大級電路結構

[page]
2.2 比較器
本文所采用的比較器電路如圖5 所示，比較器電路由三級構成，即輸入預放大級、判斷級（或正反饋級）和(he)輸(shu)出(chu)數(shu)字(zi)整(zheng)形(xing)緩(huan)衝(chong)級(ji)。預(yu)放(fang)大(da)級(ji)采(cai)用(yong)有(you)源(yuan)負(fu)載(zai)的(de)差(cha)分(fen)放(fang)大(da)器(qi)來(lai)實(shi)現(xian)，其(qi)放(fang)大(da)倍(bei)數(shu)不(bu)用(yong)很(hen)大(da)

，用(yong)來(lai)進(jin)行(xing)輸(shu)入(ru)信(xin)號(hao)的(de)放(fang)大(da)，以(yi)提(ti)高(gao)比(bi)較(jiao)器(qi)的(de)敏(min)感(gan)度(du)，並(bing)把(ba)比(bi)較(jiao)器(qi)的(de)輸(shu)入(ru)信(xin)號(hao)與(yu)來(lai)自(zi)正(zheng)反(fan)饋(kui)級(ji)的(de)開(kai)關(guan)噪(zao)聲(sheng)隔(ge)離(li)開(kai)；判斷級用來將預放大級的信號進一步放大，為比較器的核心部分，電路中通過把m8 與m9 的柵極交叉互連實現正反饋，以具備能夠分辨非常小的信號的能力，並提高此級電路的增益；輸出緩衝級是一個自偏置的差分放大器，它的輸入是一對差分信號，用來把判斷級的輸出信號轉化成邏輯電平（0V 或5V），即輸出高電平VOH=VDD,輸出低電平VOL=GND。

圖5 比較器電路圖

2.3 內部振蕩電路

本文采用的三角波產生電路結構如圖6 所示，其中m5
、m6 和m7、m8 構成了兩組恒流源，m9~m13 和Q1 構成了輸出級。在電路中，采用將輸出信號VT 分別反饋到比較器comp1 和comp2,與參考電平VREF1 和VREF2（VREF2<VREF1）進行比較，並通過一組數字電路產生兩路反向的時鍾信號clk 與clk0,來控製m2 和m3 的開啟和關斷，從而達到對電容C 進行充放電，產生三角波信號VT 的目的。

圖6 三角波產生電路

由圖6 可知，VT 初始電壓值為零，電路上電時，由於0<VREF2<VREF1,此時比較器comp1 輸出為高電平，比較器comp2 輸出為低電平
，使得時鍾信號clk為低電平、clk0 為高電平，m1
、m3 導通，m2、m4 關斷，電源通過m3、m5、m6 向電容C 充電，VT 上升
，當VT=VREF2 時，clk 仍為低電平、clk0 仍為高電平不變

，VT 電位繼續上升，直到VT=VREF1 時
，clk 變為高電平
，clk0 變為低電平，m2、m4 開啟
，m1、m3 截止，電容C 通過m2、m7、m8 向地放電，VT 下降
，當VT=VREF3 時，時鍾信號clk 再次變為低電平

，clk0 變為高電平，重新開始對電容C 充電
，如此循環便產生了三角波信號VT,其幅值為VREF1- VREF2,頻率由電容C的取值和充放電的電流大小決定。

2.4 全橋開關電路
輸出級采用N、P 型功率開關對管組成的全橋開關電路實現，其結構及負載電流流向如圖7 所示。

圖7 全橋電路結構及負載電流示意圖

全橋開關電路工作在開關模式，隨著輸入信號的改變，m1~m4 的狀態隨之轉換，始終隻有對角一對功率開關管導通，另一對截止。
[page]
2.5 驅動電路
驅動電路結構如圖8 所示，該電路能有效調節死區時間（N 型、P 型功率開關管同時關斷），防止單臂"shoot- through"現象，並有保護關斷功能。輸入信號為比較器輸出的PWM 脈衝信號，PWM1用來驅動N 型功率開關管，PWM2 用來驅動P 型功率開關管。為了避免全橋開關電路中的單臂"shoot- through"現象，當PWM 信號從低電平變為高電平時，PWM2 應首先變為高電平， 關斷PMOS 功率開關管，隨後PWM1 再變為高電平，開啟NMOS 功率開關管，如圖9 所示；反之，當PWM 信號從高變為低時
，PWM1 先變為低電平，關斷NMOS 開關功率管


，隨後PWM2 再變為低電平，開啟PMOS 開關功率管。實際電路中
，可以根據需要通過控製延遲單元的控製位Tc 來(lai)調(tiao)整(zheng)死(si)區(qu)時(shi)間(jian)的(de)長(chang)短(duan)。為(wei)減(jian)小(xiao)失(shi)真(zhen)，必(bi)須(xu)減(jian)小(xiao)死(si)區(qu)時(shi)間(jian)，該(gai)驅(qu)動(dong)電(dian)路(lu)采(cai)用(yong)了(le)逐(zhu)級(ji)增(zeng)加(jia)驅(qu)動(dong)能(neng)力(li)的(de)方(fang)式(shi)來(lai)驅(qu)動(dong)功(gong)率(lv)管(guan)
，從(cong)而(er)減(jian)小(xiao)了(le)必(bi)要(yao)的(de)死(si)區(qu)時(shi)間(jian)，保(bao)證(zheng)了(le)低(di)失(shi)真(zhen)度(du)。

圖8 驅動電路結構

圖9 死區時間

EN 是控製模塊的使能信號，正常工作為高電平
；當出現過流、過溫等情況時，則變為低電平，關斷全橋功率開關電路。
[page]
2.6 基準電路
本文所設計的帶隙電壓基準源結構如圖10 所示，主要由核心電路與啟動電路兩部分組成。

圖10 基準電路

核心電路中M1~M12 一起構成共源共柵電流鏡來提供直流偏置

，運放op1 采用兩級共源共柵放大。另外，在圖10 電路中引入了負反饋，保證了該偏置電路電流鏡的準確性，同時與電源無關，具有很高的電源抑製比。

電路上電時偏置電路可能會出現零電流的情況，需要啟動電路保證電路能夠正常工作。電路不工作時
，EN、Vs1 為0,Vs2

、Vs3 為1,M15、M17 不通，運放輸出為高，M3~M6 也不通，整個電路不消耗電流。當EN 由0 變成1 時，由於C1 的作用，Vs1 保持為0,Vs2 為1,Vs3 變為0,此時M15、M17 導通，inp、inn 分別被拉到0、1,運放輸出變為0,M3~M6 導通，M13、M14 支路開始有電流，並對C1 充電，直到Vs1 高過I2 閾值電壓時，Vs2 變為0,Vs3 則變為1,M15、M17 關斷。最終電路偏離零電流狀態，開始正常工作
，且Vs1 充至電源電壓，整個啟動電路不再消耗電流。

3 結論

本文研究了基於PWM 調製技術D 類音頻功率放大器的工作原理，通過引入反饋技術減小了D 類音頻功率放大器的THD;通過逐級增加驅動能力的方式減小了必要的死區時間
，保證了更低的失真度；采用雙路反寬調製方案，一方麵抑製了係統的靜態功耗，另一方麵去除了輸出級的LC低通濾波器，達到了減小係統成本和體積的目的。