【導讀】經典脈寬調製器 (PWM) 發出 H 個連續邏輯高電平（1），後跟 L 個連續邏輯低電平（0）的重複序列。每個高電平和低電平持續一個時鍾周期 T = 1/F (Hz)。結果的占空比可定義為 H/N，其中 N = H+L 時鍾周期。N 通常是 2 的冪
，但 N 可以是任何大於 0 的整數。

經典脈寬調製器 (PWM) 發出 H 個連續邏輯高電平（1），後跟 L 個連續邏輯低電平（0）的重複序列。每個高電平和低電平持續一個時鍾周期 T = 1/F (Hz)。結果的占空比可定義為 H/N，其中 N = H+L 時鍾周期。N 通常是 2 的冪，但 N 可以是任何大於 0 的整數。 PWM 必須麵對的一個挑戰是通過過濾流的動態 AC 部分進行衰減
，同時保留其平均 DC 值。在整個輸出序列範圍內，經典 PWM 的頻率分量 F/N 也是的，因此難衰減。幸運的是，這個設計理念引入了一個簡單的技巧，可以緩解這一挑戰。
   
在zai討tao論lun這zhe個ge技ji巧qiao之zhi前qian，有you必bi要yao快kuai速su回hui顧gu一yi下xia其qi他ta交jiao流liu能neng量liang緩huan解jie技ji術shu
，所suo有you這zhe些xie技ji術shu都dou像xiang經jing典dian技ji術shu一yi樣yang，采cai用yong某mou種zhong計ji數shu器qi作zuo為wei其qi驅qu動dong引yin擎qing。我wo幾ji年nian前qian讀du過guo但dan找zhao不bu到dao參can考kao的de一yi種zhong方fang法fa涉she及ji N = 2 M -1 狀態的 M 位偽隨機序列生成器
，其每個位都連接到數字比較器的一個輸入 [1]。剩餘的輸入以數字W表示。當生成器的數量小於W時
，比較器輸出1；當生成器的數量小於W時，比較器輸出1。否則
，輸出零。當發生器被計時時，結果是 W 個 1
、N-W 個 0 和 W/N 占空比的隨機流。結果的頻譜“白噪聲”性質比傳統 PWM 的 F/N 主要成分更容易過濾。
   
一些 SAM D Microchip 微控製器的硬件中內置了更有效的緩解措施 [2]。這些 PWM 修改8 位經典 PWM 序列的2 X 個連續周期，以產生長度為 2 X+8的更長重複序列。這裏 X = 4、5 或 6。對於 K / 2 X+8的占空比
，0 ≤ K < 2 X+8，每個八位序列至少具有 K/2 X的整數部分。剩餘的 K 個模 2 X盡可能均勻地分布在 2 X八位序列中。結果是占空比調製的八位序列的長序列，在頻率 F/2 X+8處或附近具有非常小的頻譜能量生成的 Hz 大部分位於 F/2 8附近，並且濾波問題得到了簡化。
   
這些方法的硬件支持並不總是可用。幸運的是
，大多數微控製器都可以輕鬆實現上述技巧
，其描述如下。一旦完成 N = 2、3 或 4…多 2 8 個（甚至 2 16 個）狀態計數器驅動 PWM 的初始設置
，無需軟件幹預“設置它（占空比）
，然後就可以忘記它” PWM操作觸手可及。當占空比確實需要改變時，所需的 H 值被寫入輸出比較寄存器 (OCR)。在大多數情況下，兩個具有獨立占空比的 PWM 可用，通常由同一計數器驅動。考慮一下利用這些功能組合可以實現什麼目標。

在一個示例中，計數器可配置為 N = 16。 PWM 的占空比可為 1/16、2/16、3/16，一直到 15/16。剩餘狀態將為 0/16 或 16/16。兩個 PWM 輸出由兩個電阻按 1:16 的比例串聯組合連接。在這兩個電阻的連接處，有 2 4 ×2 4 = 2 8個可能的平均值，就像單個 PWM 呈現 2 8個不同狀態一樣。影響交流衰減的簡單方法是在該結點和地之間連接一個電容器（圖 1是完整電路的示例。）

圖 1完整電路代表了實現交流衰減的簡單方法
，其中電容器連接在 PWM 輸出端的兩個電阻器與地之間的連接點之間。

但這種技術和傳統 PWM 都dou可ke以yi受shou益yi於yu更geng複fu雜za的de網wang絡luo，該gai網wang絡luo具ju有you更geng多duo數shu量liang的de電dian阻zu器qi和he電dian容rong器qi
，甚shen至zhi還hai可ke以yi選xuan擇ze使shi用yong運yun算suan放fang大da器qi來lai緩huan衝chong結jie果guo。運yun算suan放fang大da器qi還hai可ke以yi實shi現xian包bao含han複fu雜za極ji點dian對dui的de濾lv波bo器qi，而er不bu是shi僅jin限xian於yu實shi極ji點dian
，實shi極ji點dian是shi可ke獲huo得de的de極ji點dian。前qian一yi種zhong類lei型xing更geng有you效xiao地di化hua濾lv波bo器qi穩wen定ding時shi間jian和he殘can餘yu交jiao流liu能neng量liang大da小xiao的de乘cheng積ji。（早期的設計理念中已經給出了這樣的一個例子。）

我使用 ATmega16 微控製器來實現圖 1 電路。盡管可以使用更高的時鍾頻率，但 F 設置為 1MHz。PWM 1 和 PWM 2 配置為以兩種不同的模式運行：前麵描述的兩個四位單元具有獨立值的輸出
，以及作為具有相同輸出的八位單元。這對於兩種操作模式都保持相同的 RC 濾波器時間常數。表 1列出了每種模式的 OCR 重複序列。

表 1四位和八位 PWM 模式用於生成圖 2 波形的 OCR 值。   

圖 2顯示了兩種模式之一的示波器捕獲
；兩種模式的屏幕截圖無法區分，分辨率約為 18 mV。（必須在 R1-R2-C1 結點和負直流電壓之間連接一個額外的電阻（未顯示）。在不影響 R1-R2 比率的情況下
，這會將波形的電壓移至接近接地的電壓，以便示波器可以顯示它具有高分辨率。）

圖 2通過對表 1 中列出的四位和八位 PWM 模式的 OCR 進行編程而生成的波形。兩種模式的結果看起來相同，因為示波器以 200 ms/div 掃描速率平均交流能量。

兩個四位 PWM 的頻率均為 F/16 = 62.5 kHz；八位的頻率為 F/256 = 3.90625 kHz。該代碼大約每 100 毫秒更改 OCR 寄存器。在圖 2 的掃描速率下，示波器濾除 PWM 交流信號
，並將其替換為平均值。在隨後的圖中，示波器以更快的掃描速率顯示了它們的峰峰值幅度。圖 3顯示 8 位 PWM 的電壓為 120 mV，而圖 4顯示 4 位 PWM 的電壓僅為 7.5 mV。

圖 3圖 1 八位 PWM 電路中電容器兩端的交流能量。



    圖 4圖 1 電路中四位 PWM 電容器兩端的交流能量。四位 PWM 的周期和幅度比八位 PWM 小 16 倍。

兩種模式的步進分辨率均為 18 mV，四位峰峰值噪聲在不到半步的情況下接近
；任何更多的交流信號衰減都會不必要地增加 1 ms 半步穩定時間。在 1/16 頻率下峰峰值為 120 mV（6.7 步長）時，八位 PWM 實現幾乎無法使用。電容器值必須增加到 15μF，相關的穩定時間增加 15 倍
，才能滿足雙四位 PWM 方法的能量衰減性能。
   
本示例中采用的方法非常強大。通過一對與 0.1% 電阻互連
、比率為 256:1 的 8 位 PWM，（雙八位）16 位 PWM 可以具有比傳統 16 位 PWM 更容易過濾 256 倍的交流輸出。位單位。小於 N = 2 16或 2 8級的 PWM 分辨率也可以同時減少 PWM 周期並簡化相關的濾波要求。甚至還有帶有三個或四個 PWM 的微控製器，其輸出可以與合適的電阻網絡相加。

免責聲明：本文為轉載文章，轉載此文目的在於傳遞更多信息，版權歸原作者所有。本文所用視頻、圖片、文字如涉及作品版權問題
，請聯係小編進行處理。

推薦閱讀：

設計用於音頻應用的LLC諧振轉換器

第十一屆西部電博會圓滿落幕

，精彩不止,期待再聚!

絕緣柵雙極晶體管(IGBTs)簡史

IOTE 2023深圳物聯網展邀請函

再啟航！第十一屆中國（西部）電子信息博覽會隆重開幕