AD9361和AD9371係列均使用零中頻（亦稱為zero-IF或ZIF）架構實現極高的集成度並顯著減少係統中頻率相關組件的數量。如圖1中的AD9371功能框圖所示，主接收信號路徑和主發送信號路徑使用一個複數混頻器級，在以本振 (LO) 頻率為中心的射頻 (RF) 和以直流為中心的基帶之間進行轉換。為了更好地了解ZIF收發器中使用的複數混頻器，請參閱本文末尾引用的複數RF混頻器相關文章。1

 

圖1. RadioVerse AD9371收發器功能框圖。

 

盡管憑借這樣的高集成度提供了許多優勢
，但ZIF無線電器件也帶來了挑戰。複數混頻器具有同相 (I) 信號和正交相 (Q) 信號。一旦這些信號的相位或幅度出現任何不匹配
，組合上變頻的I信號和Q信號時會導致求和和消除性能下降。上麵引用的文章中描述了這一點。當發送所需信號時，不完美的消除會導致在該信號本振 (LO) 頻pin率lv的de相xiang反fan側ce出chu現xian該gai信xin號hao的de反fan相xiang副fu本ben。這zhe一yi信xin號hao副fu本ben被bei稱cheng為wei鏡jing像xiang，與yu其qi對dui應ying的de所suo需xu信xin號hao相xiang比bi，幅fu度du更geng小xiao。同tong樣yang，當dang接jie收shou所suo需xu信xin號hao時shi
，所suo需xu信xin號hao的de反fan相xiang副fu本ben會hui出chu現xian在zai該gai信xin號hao直zhi流liu的de相xiang反fan側ce。在zai其qi他ta架jia構gou（例如超外差架構）中，可以在中間級進行鏡像濾波。ZIF架構的主要優勢是去除了這些濾波器和中間混頻器級，但這需要極佳的I和Q平衡才能將鏡像幅度降低到可接受水平。

 

圖2中經過簡化的接收信號路徑示意圖顯示了這些不匹配與A、fC和φzhidingdebupipeifashengdeweizhi。zhiyouyitiaolujingxianshishipeidexiangwei，yinweitashixingchengjingxiangdexinhaolujingzhijiandebupingheng，erbushixinhaolujingdejueduizengyihexiangwei。yinci
，zaiyitiaolujingzhongxianshisuoyoubupinghengyinsu，zhezaishuxueshangshizhengquede。tu2所示的複數混頻器也稱為正交混頻器，因為提供給混頻器的兩個LO信號彼此正交。

 

圖2. 經過簡化顯示信號損傷的正交接收器信號路徑。

 

圖3例示了使用單音或連續波 (CW) 的有用信號以及因此形成的無用CW鏡像。有用信號被下變頻到頻率ωC。如果正交平衡不完美
，鏡像將在頻率為-ωC時出現。鏡像抑製比 (IRR) 是有用信號與無用鏡像信號之差，用分貝 (dB) 表示。降低正交失配的方式被稱為正交誤差校正 (QEC)。

 

圖3. 單音有用信號和幹擾鏡像。

 

鏡像幅度與增益和相位不匹配有關，關係式如下所示：

 

 

其中：

 

Δ = 幅度不平衡（用分貝 (dB) 表示，理想值為1）

 

θ = 相位誤差（用度 (°) 表示，理想值為0）

 

等式1可得出二維矩陣，因為兩個輸入變量分別會導致鏡像抑製性能下降。圖4顯示了該矩陣的一部分，其中穿過整個頁麵的軸是幅度不平衡
，進入到頁內的軸是相位不平衡，垂直的軸是鏡像抑製（單位：dB）。例如，如果幅度誤差為0.00195且係統需要實現76 dB的鏡像抑製，則相位誤差必須優於0.01286°。即使在單個集成電路器件中，也很難通過控製影響I和Q匹配的所有因素來達到優於50 dB的鏡像抑製。使用AD9371通常可實現76 dB的鏡像抑製，這需要運用數字算法來控製模擬路徑變量並在數字域中應用校正。

 

圖4. 鏡像抑製（單位：dB）與幅度不平衡（單位：dB）和相位不平衡（單位：°）之間的關係。

 

 

圖5是一張簡化圖
，顯示了下變頻之後波形以直流為中心的單載波情形。該波形的示例將是20MHz LTE下行鏈路OFDM信號的單一實例。如圖5所示，負側的一部分有用信號將在正側具有鏡像，反之亦然。在以直流為中心的單載波情形中，鏡像在有用信號內（或其之上）並破壞了有用信號。

 

圖5. 具有幹擾鏡像的單調製載波。

 

dangjieshouxinhaobingsuihoujietiaogaixinhaoshi，jiangcunzairuoganxinhaosunshang。zengjiajieshouxinhaolujingbendizaoshengderezaoshengjiushiyigelizi。ruguojingxiangzaiyouyongxinhaonei，yehuizengjiazaosheng。ruguosuoyouzaoshengyuandezongheguogao，zewufaduixinhaojinxingjietiao。danzaibotuheduozaibotuzhongsuoshiderezaodijiushiyigelizi，tazuoweiyigecuchengyinsuzaizhexietaolunzhongbeihulvele。

 

當使用AD9361的內部LO（適用於具有推薦性能的參考時鍾源）時，AD9361將在無噪底限製時實現約-40 dB的EVM。通過RF PLL的相位噪聲將EVM限製在-40 dB。AD9361約50 dBc的鏡像抑製性能意味著在圖5所示的單載波情形中，僅靠鏡像隻能將EVM降低約0.5dB。這樣低的EVM降低意味著收發器通常不是64-QAM（甚至更高）調製方案的限製因素。在這種單載波情形中，鏡像總是比有用信號小50 dB左右，如圖5所示。

 

圖6顯示了多載波的例子。圖中的有用信號在下變頻之後發生了直流失調。

 

圖6. 信號1破壞了信號2導致多載波調製信號具有幹擾鏡像。

 

每個有用信號的鏡像通過直流反射並顯示在頻譜的相反側。在該示例中，兩個有用信號已經被下變頻到相同的直流失調
，有用信號1在正側，有用信號2在負側。需要注意的是
，有用信號2的幅度比有用信號1的幅度低60 dB。兩liang個ge載zai波bo具ju有you不bu同tong幅fu度du在zai多duo載zai波bo情qing形xing下xia屢lv見jian不bu鮮xian，如ru果guo來lai自zi兩liang個ge移yi動dong電dian台tai的de信xin號hao行xing進jin到dao同tong一yi基ji站zhan時shi遇yu到dao不bu同tong量liang的de路lu徑jing損sun耗hao
，便bian會hui發fa生sheng上shang述shu情qing況kuang。如ru果guo這zhe兩liang個ge移yi動dong電dian台tai與yu基ji站zhan的de距ju離li不bu同tong，或huo其qi中zhong一yi個ge移yi動dong電dian台tai通tong過guo除chu另ling一yi個ge移yi動dong電dian台tai外wai的de對dui象xiang或huo在zai其qi周zhou圍wei發fa送song信xin號hao時shi

，可ke能neng發fa生sheng這zhe種zhong情qing況kuang。

 

有用信號2的幅度比有用信號1鏡像的幅度低10dB。這表示有用信號2的信噪比為-10dB。即使使用的是最簡單的調製技術，也很難實現解調。顯然，需要更好的鏡像抑製性能來應對這些情況。

 

圖7顯示相同的情況，但采用AD9371典型的接收鏡像抑製性能。

 

圖7. 信號1幅度低於信號2幅度導致多載波調製信號具有幹擾鏡像。

 

有用信號1鏡像的幅度現在比有用信號2的幅度低15 dB。因此信噪比為15dB，足以使用各種調製方案來解調有用信號2。

 

 

AD9361和AD9371都優化了模擬信號和LO路徑，從本質上減少了正交不平衡。但如上所述
，矽片能夠帶來的好處是有限的。數字校正可以將鏡像抑製性能提高若幹個數量級。

 

AD9361接收器正交校準使用一種算法來分析接收到的整個數據頻譜

，從而在整個帶寬上創建平均校正。對於單載波用例和相對較窄的帶寬（如20 MHz），該校正在目標帶寬上會產生良好的鏡像抑製。這被稱為非頻率相關算法。該算法對接收到的數據執行操作並實時更新。

 

AD9371在zai通tong過guo注zhu入ru測ce試shi音yin進jin行xing初chu始shi化hua期qi間jian以yi及ji使shi用yong實shi際ji接jie收shou到dao的de數shu據ju進jin行xing操cao作zuo期qi間jian運yun行xing接jie收shou鏡jing像xiang抑yi製zhi校xiao準zhun。這zhe些xie更geng先xian進jin的de校xiao準zhun可ke根gen據ju頻pin率lv相xiang關guan不bu平ping衡heng以yi及ji非fei頻pin率lv相xiang關guan不bu平ping衡heng進jin行xing調tiao整zheng。該gai算suan法fa會hui實shi時shi更geng新xin。AD9371采用更先進的算法和電路實施校正，在占用的信號帶寬上的性能優於AD9361
，兩者之差約為25 dB。

 

本文介紹了使用接收信號路徑的正交不平衡的起源和影響，但ZIF收發器也必須克服發射信號路徑中的相同問題。當信號路徑或LO路徑不平衡時
，發射器的輸出包括有用信號及其鏡像。

 

對於發送信號路徑
，AD9361使用初始化校準來減少優化硬件設計提供的正交不平衡。初始化校準使用處於單一頻率且采用單一衰減設置的CW信號音。該算法通常導致功耗比有用信號低50dB左右的鏡像。另一種寫入方式是-50 dBc（低於載波的分貝值）。在過溫、寬帶寬或不同衰減設置條件下運行可能會影響鏡像水平。

 

AD9371使(shi)用(yong)分(fen)布(bu)在(zai)有(you)用(yong)信(xin)號(hao)帶(dai)寬(kuan)上(shang)的(de)多(duo)個(ge)內(nei)部(bu)生(sheng)成(cheng)的(de)信(xin)號(hao)音(yin)進(jin)行(xing)初(chu)始(shi)發(fa)送(song)路(lu)徑(jing)校(xiao)準(zhun)
，並(bing)確(que)定(ding)跨(kua)多(duo)個(ge)發(fa)送(song)衰(shuai)減(jian)設(she)置(zhi)的(de)校(xiao)正(zheng)係(xi)數(shu)。運(yun)行(xing)期(qi)間(jian)，發(fa)送(song)信(xin)號(hao)路(lu)徑(jing)跟(gen)蹤(zong)校(xiao)準(zhun)使(shi)用(yong)實(shi)際(ji)發(fa)送(song)的(de)數(shu)據(ju)並(bing)定(ding)期(qi)更(geng)新(xin)校(xiao)正(zheng)係(xi)數(shu)。AD9371的鏡像抑製性能優於AD9361（兩者之差約為15 dB）
，並且在過溫和衰減條件下以及占用的信號帶寬上可體現這一優勢。

 

 

到dao目mu前qian為wei止zhi，根gen據ju本ben文wen所suo涵han蓋gai的de全quan部bu內nei容rong，讓rang我wo們men進jin行xing思si考kao實shi驗yan，假jia設she我wo們men正zheng在zai構gou建jian一yi個ge係xi統tong
，其qi中zhong包bao含han一yi個ge中zhong心xin基ji站zhan和he多duo個ge客ke戶hu端duan設she備bei。為wei了le簡jian化hua示shi例li
，這zhe一yi假jia設she的de係xi統tong在zai運yun行xing時shi會hui遠yuan離li建jian築zhu物wu等deng可ke導dao致zhi多duo路lu徑jing的de物wu體ti。基ji站zhan將jiang與yu覆fu蓋gai區qu域yu半ban徑jing可ke擴kuo展zhan到dao100米的客戶端設備進行通信，如圖8所示。

 

圖8. 形象顯示基站和客戶端基站的蜂窩覆蓋區域。

 

該係統將在18 MHz的總帶寬上使用多個同時發送的6 MHz寬載波。因此在這個係統中
，一個客戶端設備可能非常接近基站，比如0.3米

，而最遠的客戶端設備與基站之間的距離當然就是100米。兩者之間的自由空間路徑損耗差約為50dB。另外假定基站基帶處理器可以測量接收功率，然後通知客戶端將發射功率增加或減少高達10 dB。附近的客戶端將減少10dB的發射功率，而最遠端的客戶端將以全功率發射。基站的接收功率因此降低10 dB，形成40 dB的總體電位差
，如圖9所示。顯示的兩個載波表示上述最差情況。為了清楚起見，省略了可以駐留在兩個有用信號之間的可選載波。

 

圖9. 多載波調製信號示例。

 

在這個係統中
，假定基站和客戶端使用相同的收發器。如果使用AD9361，發送鏡像的幅度可能比有用信號的幅度低50 dB左右。接收器也將增加類似的鏡像功率。兩個正交不平衡組合起來形成比有用信號低47 dB左右的鏡像。

 

如果AD9371用於鏈路的兩端，則發送鏡像的幅度通常會下降65 dB，並且接收器會使鏡像比有用信號低75 dB。將這兩者相加
，可以得到比有用信號低64.5 dB左右的總鏡像。圖10顯示了兩種結果。

 

圖10. 鏡像幅度不同的AD9361和AD9371多載波調製信號示例。

 

在這個簡化的示例中，我們隻考慮鏡像的影響，而忽略對SNR的影響，如熱噪聲、相位噪聲和非線性度。其中，AD9361可實現約7dB的SNR，而AD9371則可實現約24.5dB的SNR。如果在該係統中使用64-QAM等複雜調製方案，AD9371可能由於總體係統SNR要求而成為最佳選擇。如果使用QPSK等更簡單的調製方案，那麼選擇AD9361即可，滿足要求綽綽有餘。在基帶處理器中使用的技術將確定解調信號所需的實際係統SNR。當然
，從這個思考實驗轉向一個真正的係統，必須考慮熱噪聲等以前忽略的影響。

 

 

之zhi前qian給gei出chu的de兩liang個ge收shou發fa器qi正zheng交jiao校xiao正zheng算suan法fa的de圖tu示shi和he描miao述shu集ji中zhong在zai接jie收shou信xin號hao路lu徑jing上shang。由you於yu相xiang同tong的de原yuan因yin
，幹gan擾rao鏡jing像xiang的de影ying響xiang也ye適shi用yong於yu發fa送song路lu徑jing。位wei於yu較jiao小xiao載zai波bo之zhi上shang的de發fa送song鏡jing像xiang對dui於yu接jie收shou信xin號hao的de基ji站zhan來lai說shuo同tong樣yang麻ma煩fan。

 

描(miao)述(shu)收(shou)發(fa)器(qi)用(yong)以(yi)降(jiang)低(di)鏡(jing)像(xiang)水(shui)平(ping)的(de)技(ji)術(shu)的(de)部(bu)分(fen)顯(xian)示(shi)了(le)兩(liang)個(ge)不(bu)同(tong)器(qi)件(jian)係(xi)列(lie)實(shi)現(xian)的(de)量(liang)化(hua)差(cha)異(yi)。隨(sui)後(hou)我(wo)們(men)根(gen)據(ju)上(shang)述(shu)具(ju)體(ti)示(shi)例(li)進(jin)行(xing)係(xi)統(tong)設(she)計(ji)，並(bing)將(jiang)設(she)計(ji)決(jue)策(ce)範(fan)圍(wei)縮(suo)小(xiao)到(dao)一(yi)些(xie)簡(jian)短(duan)的(de)與(yu)解(jie)調(tiao)接(jie)收(shou)信(xin)號(hao)所(suo)需(xu)的(de)SNR相關問題。雖然AD9371係列的鏡像性能總是優於AD9361係列，但是AD9371係列的功耗更高並且使用高速串行接口，這就要求係統工程師能夠查看設計的各個方麵

，並為其應用找到最佳解決方案。

 

本文轉載自亞德諾半導體。