外差接收機作為接收機方案的標準選擇已有數十年曆史。近年來
，模數轉換器 (ADC) 采樣速率的迅速提高、嵌入式數字處理的采納以及匹配通道的集成，為接收機架構提供了幾年前尚被認為是不切實際的其他選擇。

 

 

表1比較了外差、直接采樣和直接變頻三種架構。同時顯示了每種架構的基本拓撲和一些利弊。

 

表1. 接收機架構比較

 

外差方法久經檢驗，性能出色。實施原理是混頻到中頻 (IF)。IF需選擇足夠高的頻率，使得實際濾波器在工作頻段中能夠提供良好的鏡像抑製和LO隔離。當有超高動態範圍ADC可(ke)用(yong)時(shi)

，增(zeng)加(jia)一(yi)個(ge)混(hun)頻(pin)級(ji)以(yi)降(jiang)低(di)頻(pin)率(lv)也(ye)很(hen)常(chang)見(jian)。此(ci)外(wai)
，接(jie)收(shou)機(ji)增(zeng)益(yi)分(fen)布(bu)在(zai)不(bu)同(tong)的(de)頻(pin)率(lv)上(shang)，這(zhe)使(shi)得(de)高(gao)增(zeng)益(yi)接(jie)收(shou)機(ji)發(fa)生(sheng)振(zhen)蕩(dang)的(de)風(feng)險(xian)非(fei)常(chang)小(xiao)。通(tong)過(guo)適(shi)當(dang)的(de)頻(pin)率(lv)規(gui)劃(hua)，外(wai)差(cha)接(jie)收(shou)機(ji)可(ke)以(yi)實(shi)現(xian)非(fei)常(chang)好(hao)的(de)雜(za)散(san)能(neng)量(liang)和(he)噪(zao)聲(sheng)性(xing)能(neng)。遺(yi)憾(han)的(de)是(shi)，這(zhe)種(zhong)架(jia)構(gou)是(shi)最(zui)複(fu)雜(za)的(de)。相(xiang)對(dui)於(yu)可(ke)用(yong)帶(dai)寬(kuan)，其(qi)需(xu)要(yao)的(de)功(gong)耗(hao)和(he)物(wu)理(li)尺(chi)寸(cun)通(tong)常(chang)是(shi)最(zui)大(da)的(de)。此(ci)外(wai)，對(dui)於(yu)較(jiao)大(da)分(fen)數(shu)帶(dai)寬(kuan)

，其(qi)頻(pin)率(lv)規(gui)劃(hua)可(ke)能(neng)非(fei)常(chang)困(kun)難(nan)。在(zai)當(dang)前(qian)追(zhui)求(qiu)小(xiao)尺(chi)寸(cun)
、低重量
、低功耗 (SWaP) 並希望獲得寬帶寬的背景下
，這些挑戰難度很大
，導致設計人員不得不考慮其他可能的架構選項。

 

直zhi接jie采cai樣yang方fang法fa已yi被bei業ye界jie追zhui求qiu許xu久jiu，其qi障zhang礙ai在zai於yu很hen難nan讓rang轉zhuan換huan器qi工gong作zuo於yu直zhi接jie射she頻pin采cai樣yang所suo需xu的de速su率lv並bing且qie實shi現xian大da輸shu入ru帶dai寬kuan以yi及ji實shi現xian大da輸shu入ru帶dai寬kuan。在zai這zhe種zhong架jia構gou中zhong，全quan部bu接jie收shou機ji增zeng益yi都dou位wei於yu工gong作zuo頻pin段duan頻pin率lv，如ru果guo需xu要yao較jiao大da接jie收shou機ji增zeng益yi，布bu局ju布bu線xian必bi須xu非fei常chang小xiao心xin。如ru今jin，在zaiL和S波段的較高奈奎斯特頻段，已有轉換器可用於直接采樣。業界在不斷取得進展，C波段采樣很快就會變得實用，後續將解決X波段采樣。

 

直zhi接jie變bian頻pin架jia構gou對dui數shu據ju轉zhuan換huan器qi帶dai寬kuan的de使shi用yong效xiao率lv最zui高gao。數shu據ju轉zhuan換huan器qi在zai第di一yi奈nai奎kui斯si特te頻pin段duan工gong作zuo，此ci時shi性xing能neng最zui優you
，低di通tong濾lv波bo更geng為wei簡jian單dan。兩liang個ge數shu據ju轉zhuan換huan器qi配pei合he工gong作zuo，對duiI/Q信號進行采樣，從而提高用戶帶寬，同時又不會有交織難題。對於直接變頻架構

，困擾多年的主要挑戰是維持I/Q平衡以實現合理水平的鏡像抑製、LOxielouhezhiliushitiao。jinnianlai，zhenggezhijiebianpinxinhaoliandexianjinjichengjiashangshuzixiaozhunyikefulezhexietiaozhan
，zhijiebianpinjiagouzaihenduoxitongzhongyichengweifeichangshiyongdefangfa。

 

 

圖1顯示了三種架構的框圖和頻率規劃示例。圖1a為外差接收機示例，高端LO將工作頻段混頻到ADC的第二奈奎斯特區。信號進一步混疊到第一奈奎斯特區進行處理。圖1b為直接采樣接收機示例。工作頻段在第三奈奎斯特區進行采樣並混疊至第一奈奎斯特區，然後將NCO置於頻段中心，數字下變頻到基帶
，再進行濾波和抽取
，數據速率降低到與通道帶寬相稱的水平。圖1c為直接變頻接收機示例。雙通道ADC與正交解調器對接，通道1對I（同相）信號進行采樣，通道2對Q（正交）信號進行采樣。

 

圖1. 頻率規劃示例。

 

許多現代ADC同時支持所有三種架構。例如，AD9680是一款具備可編程數字下變頻功能的雙通道1.25 GSPS ADC。此類雙通道ADC支持雙通道外差架構和直接采樣架構
，一對轉換器合作則可支持直接變頻架構。

 

采用分立實施方案時，直接變頻架構的鏡像抑製挑戰可能相當難以克服。通過提高集成度並結合數字輔助處理，I/Q通道可以很好地匹配
，從而大幅改善鏡像抑製。最近發布的AD9371的接收部分是一個直接變頻接收機，如圖2所示，注意它與圖1c的相似性。

 

圖2. AD9371的接收部分：單片直接變頻接收機。

 

 

任ren何he采cai用yong頻pin率lv轉zhuan換huan的de設she計ji都dou需xu要yao作zuo出chu很hen大da努nu力li來lai使shi不bu需xu要yao的de帶dai內nei折zhe頻pin最zui小xiao化hua。這zhe是shi頻pin率lv規gui劃hua最zui微wei妙miao的de地di方fang，涉she及ji到dao可ke用yong元yuan件jian與yu實shi際ji濾lv波bo器qi設she計ji的de平ping衡heng。某mou些xie雜za散san折zhe疊die問wen題ti在zai此ci略lve作zuo說shuo明ming，如ru需xu詳xiang細xi解jie釋shi，請qing設she計ji人ren員yuan參can閱yue參can考kao文wen獻xian。

 

圖3顯示了ADC輸入頻率和前兩個諧波的折疊與輸入頻率（相對於奈奎斯特頻段）的關係。當通道帶寬遠小於奈奎斯特帶寬時，接收機設計人員的目標是選擇適當的工作點以將折疊的諧波置於通道帶寬之外。

 

圖3. ADC折頻。

 

接收機下變頻混頻器會增加複雜性。任何混頻器都會在器件內引起諧波。這些諧波全都混在一起，產生其他頻率。圖4顯示了這種影響。

 

圖4. 下變頻混頻器雜散。

 

圖3和圖4僅(jin)顯(xian)示(shi)了(le)截(jie)止(zhi)三(san)階(jie)的(de)雜(za)散(san)。實(shi)踐(jian)中(zhong)還(hai)有(you)其(qi)他(ta)更(geng)高(gao)階(jie)的(de)雜(za)散(san)
，設(she)計(ji)人(ren)員(yuan)需(xu)要(yao)處(chu)理(li)由(you)此(ci)而(er)來(lai)的(de)無(wu)雜(za)散(san)動(dong)態(tai)範(fan)圍(wei)問(wen)題(ti)。對(dui)於(yu)較(jiao)窄(zhai)的(de)小(xiao)數(shu)帶(dai)寬(kuan)，細(xi)致(zhi)精(jing)當(dang)的(de)頻(pin)率(lv)規(gui)劃(hua)可(ke)以(yi)克(ke)服(fu)混(hun)頻(pin)器(qi)雜(za)散(san)問(wen)題(ti)。隨(sui)著(zhe)帶(dai)寬(kuan)增(zeng)加(jia)，混(hun)頻(pin)器(qi)雜(za)散(san)問(wen)題(ti)成(cheng)為(wei)重(zhong)大(da)障(zhang)礙(ai)。由(you)於(yu)ADC采樣頻率提高
，有時候使用直接采樣架構來降低雜散會更切合實際。

 

 

接收機設計的很多工作是花在最小化噪聲係數 (NF) 上麵。噪聲係數衡量信噪比的降低程度。

 

 

器件或子係統噪聲係數的影響是使輸出噪聲功率高於熱噪聲水平，即被噪聲係數放大。

 

 

級聯噪聲係數計算如下：

 

 

ADC之前的接收機增益的選擇以及所需ADC SNR的確定，是接收機總噪聲係數與瞬時動態範圍平衡的結果。圖5為要考慮的參數的示意圖。為了便於說明
，接收機噪聲折算到ADC前端抗混疊濾波器之前，即被濾波之後的噪聲。ADC噪聲顯示為平坦的白噪聲，目標信號顯示為–1 dBFS的連續波 (CW) 信號音。

 

圖5. 接收機 + ADC噪聲。

 

首先需要常用單位，即dBm或dBFS。根據轉換器滿量程電平和轉換器噪聲密度，可將ADC噪聲從dBFS換算為dBm。此外，噪聲功率與帶寬成比例
，故而需要一個常用帶寬單位。某些設計人員使用通道帶寬，這裏我們歸一化到1 Hz帶寬，噪聲功率為/Hz。

 

 

總噪聲計算如下：

 

 

這就引出了ADC靈敏度損失概念。ADC靈敏度損失用於衡量由ADC噪聲引起的接收機噪聲性能降低程度。為使此降幅最小，接收機噪聲需要遠高於ADC噪聲。限製來自動態範圍
，較大接收機增益會限製能接收而不會使ADC飽和的最大信號。

 

 

因此，接收機設計人員總是要麵對動態範圍與噪聲係數平衡的挑戰。

 

 

本文簡述了外差、zhijiecaiyanghezhijiebianpinsanzhongjieshoujijiagou
，zhongdiantaolunlemeizhongjiagoudeyoushihetiaozhan。benwenhaijieshaolejieshoujishejidezuixinqushihekaolv。duigenggaodaikuandepubiankewang，jieheGSPS數據轉換器的進步
，將使許多不同的接收機設計在未來很長時間內百花齊放。

 

 

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本文轉載自亞德諾半導體。