本文簡述功率在轉換器電路中的轉換傳輸過程，針對開關器件MOSFET在導通和關斷瞬間，產生電壓和電流尖峰的問題，進而產生電磁幹擾現象，通過對比傳統平麵MOSFET與超結MOSFET的結構和參數，尋找使用超結MOSFET產生更差電磁幹擾的原因，進行分析和改善。

 

隨著開關電源技術的不斷發展

，功率MOSFET作為開關電源的核心電子器件之一，開關損耗是其主要的損耗之一
，本著節省能源、降低損耗的基本思想
，功率MOSFET技術朝著提高開關速度、降低導通電阻的方向發展。COOL  MOSFET是一種超結的新結構功率MOSFET，具有更低的導通電阻，更快的開關速度，可以實現更高的功率轉換效率。然而，超結MOSFET超快的開關性能也帶來了不必要的副作用，比如電壓、電流尖峰較高，電磁幹擾較差等。

 

以下內容以一個反激式轉換器拓撲（如圖1）為例
，簡述轉換器的功率轉換傳輸過程，從平麵MOSFET與超結MOSFET的結構和參數差別，討論電壓、電流尖峰，以及電磁幹擾的產生機理，通過外圍電路改善並降低電壓、電流尖峰
，從而實現降低電磁幹擾的目的。

 

圖1包含寄生元件的反激式轉換器拓撲圖

 

反激式轉換器工作原理

 

圖1為一個最簡單的反激式轉換器拓撲結構，並且包含以下寄生元件：如初級漏電感
、MOSFETdejishengdianronghecijierjiguandejiedianrong。gaituopuyuanziyigeshengjiangyazhuanhuanqi，jianglvbodiangantihuanweiouhediangan，rudaiyouqixidecixinbianyaqi

，dangzhukaiguanqijianMOSFET導通時
，能量以磁通形式存儲在變壓器中

，並在MOSFET關斷時傳輸至輸出。由於變壓器需要在MOSFET導通期間存儲能量，磁芯應該開有氣隙,基於這種特殊的功率轉換過程，所以反激式轉換器可以轉換傳輸的功率有限
，隻是適合中低功率應用，如電池充電器
、適配器和DVD播放器。

 

反激式轉換器在正常工作情況下，當MOSFET關斷時，初級電流(id)在短時間內為 MOSFET的Coss（即Cgd+Cds)充電,當Coss兩端的電壓Vds超過輸入電壓及反射的輸出電壓之和(Vin+nVo)時
，次級二極管導通，初級電感Lp兩端的電壓被箝位至nVo。因此初級總漏感Lk（即Lkp+n2×Lks)和Coss之間發生諧振
，產生高頻和高壓浪湧，MOSFET上過高的電壓可能導致故障。

 

反激式轉換器可以工作在連續導通模式(CCM)（如圖2）和不連續導通模式(DCM)（如圖3）下
，當工作在CCM模式時，次級二極管保持導通直至MOSFET柵極導通，而MOSFET導通時，次級二極管的反向恢複電流被添加至初級電流
，因此在導通瞬間初級電流上出現較大的電流浪湧；當工作在DCM模式時，由於次級電流在一個開關周期結束前幹涸，Lp和MOSFET的Coss之間發生諧振。 

 

圖2 連續導通模式

 

圖3 不連續導通模式    

 

圖4顯示了開關電源工作在DCM模式
，實測的MOSFET電壓和電流工作波形，除了可以看到MOSFET在開通和關斷的過程中
，均產生比較大的電壓和電流變化，而且可以看到MOSFET在開通和關斷的瞬間，產生一些震蕩和電流尖峰。 

 

 

如圖1所示的包含寄生元件的反激式轉換器拓撲圖
，其中Cgs
、Cgd和 Cds分別為開關管MOSFET的柵源極、柵漏極和漏源極的雜散電容，Lp、Lkp、Lks和Cp分別為變壓器的初級電感
、初級電感的漏感
、次級電感的漏感和原邊線圈的雜散電容，Cj為輸出二極管的結電容。圖5為反激變換器工作在DCM工作模式時，開關管分別工作在(a)開通瞬間、 (b)開通階段、 (c)關斷瞬間和(d)關斷階段時，所對應的等效分析電路，Rds為開關管的漏源極等效電阻。

 

圖5  反激變換器在DCM模式開關管工作在各階段對應的等效分析電路

 

在開關管開通瞬間，由於電容兩端電壓不能突變，雜散電容Cp兩端電壓開始是上負下正，產生放電電流，隨著開關管逐漸開通
，電源電壓Vin對雜散電容Cp充電，其兩端電壓為上正下負，形成流經開關管和Vin的電流尖峰；同時Cds電容對開關管放電，也形成電流尖峰，但是此尖峰電流不流經Vin,隻在開關管內部形成回路；另外，如果變換器工作在CCM模式時，由於初級電感Lp兩端電壓縮小
，二極管D開始承受反偏電壓關斷，引起反向恢複電流
，該電流經變壓器耦合到原邊側
，也會形成流經開關管和Vin的電流尖峰。

 

在開關管開通階段
，二極管D截止，電容Cp兩端電壓為Vin，通過初級電感Lp的電流指數上升
，近似線性上升。

 

在開關管關斷瞬間
，初級電流id為Coss充電,當Coss兩端的電壓超過Vin與nVo（二極管D開通時變壓器副邊線圈電壓反射回原邊線圈的電壓）之和時

，二極管D在初級電感Lp續流產生的電壓作用下正偏開通，Lk和Coss發生諧振，產生高頻震蕩電壓和電流。

 

在開關管關斷階段，二極管D正偏開通，把之前存儲在Lp中的能量釋放到負載端
，此時副邊線圈電壓被箝位等於輸出電壓Vo，經匝比為n的變壓器耦合回原邊
，使電容Cp電壓被充電至nVo（極性下正上負），初級電感Lp兩端的電壓被箝位至nVo。當Lp續流放電結束後，D反偏截止
，Lp和Coss
、Cp發生諧振
，導致Cp上的電壓降低。

 

功率MOSFET 的等效分析原理圖

 

MOSFET是電壓控製型器件，功率MOSFET的源、漏電極不在同一平麵內，也稱為縱向MOSFET(即VMOSFET),其具有很多不同於橫向MOSFET的特點，一般把功率MOSFET看作一個由橫向MOSFET驅動的縱向JFET器件，圖6顯示了功率MOSFET包含寄生器件在內的等效原理圖，其中Lg、Ld、Ls分別為MOSFET的柵極、漏極
、源極的引線電感，Rg為MOSFET內部柵極電阻, Cgd、Cgs
、Cds為MOSFET寄生電容，D為寄生體二極管。由於寄生器件的存在，使功率MOSFET在反激變換器電路的工作和分析變得複雜
，特別是在變換瞬間
，寄生參數的分析顯得更為重要。

 

圖6 MOSFET包含寄生器件在內的等效原理圖

 

超結 MOSFET 與平麵MOSFET的區別      圖7顯示了平麵MOSFET的截麵結構和電場分布
，從中可以看出平麵MOSFET的de擊ji穿chuan電dian壓ya取qu決jue於yu漂piao移yi區qu的de摻chan雜za度du和he厚hou度du
，電dian場chang分fen布bu的de傾qing斜xie度du與yu漂piao移yi區qu摻chan雜za度du成cheng正zheng比bi。因yin此ci，如ru需xu獲huo得de較jiao高gao的de擊ji穿chuan電dian壓ya，就jiu需xu要yao較jiao厚hou且qie輕qing摻chan雜za的de外wai延yan層ceng
，但dan是shi從congMOSFET的導通電阻分布（如圖8）中，可以看出外延層的電阻占主要部分，尤其是高擊穿電壓MOSFET。 

 

圖7  平麵MOSFET的截麵結構和電場分布 

 

圖8  MOSFET導通電阻分布

 

綜上所述，平麵高壓MOSFET由(you)於(yu)結(jie)構(gou)的(de)原(yuan)因(yin)，導(dao)通(tong)電(dian)阻(zu)較(jiao)大(da)，導(dao)致(zhi)導(dao)通(tong)損(sun)耗(hao)較(jiao)大(da)，而(er)且(qie)開(kai)關(guan)速(su)度(du)也(ye)受(shou)到(dao)一(yi)定(ding)的(de)限(xian)製(zhi)
，開(kai)關(guan)損(sun)耗(hao)也(ye)比(bi)較(jiao)大(da)，這(zhe)顯(xian)然(ran)已(yi)經(jing)不(bu)能(neng)滿(man)足(zu)目(mu)前(qian)日(ri)益(yi)要(yao)求(qiu)節(jie)能(neng)和(he)提(ti)高(gao)轉(zhuan)換(huan)器(qi)效(xiao)率(lv)的(de)電(dian)子(zi)市(shi)場(chang)需(xu)求(qiu)。基(ji)於(yu)平(ping)麵(mian)MOSFET的缺點
，超結MOSFET應運而生，圖9給出了超結MOSFET的截麵結構和電場分布，與平麵MOSFET的截麵結構不同

，超結MOSFET采用了較深的P型柱結構

，平麵MOSFET的外延層幾乎被交替的N型和P型半導體薄層替換，平麵MOSFET與超結MOSFET的等效器件模型如圖10所示。

 

圖9 超結MOSFET的截麵結構和電場分布

 

圖10 MOSFET等效器件模型

 

超結MOSFET垂直方向上插入P型區，可以補償過量的電流導通電荷
，在漂移層加反向偏置電壓
，將產生一個橫向電場，使PN結耗盡，當電壓達到一定值時
，漂移層完全耗盡，將起到電壓支持層的作用，使器件的擊穿電壓僅依賴N-漂移區的厚度，而與N-區和P阱區的摻雜濃度無關
，且這種電荷補償越充分，擊穿電壓越高。由於摻雜濃度的大幅提高，在相同的擊穿電壓下，導通電阻Ron可以大大降低
，甚至突破矽限；同樣，在相同的擊穿電壓和相同的導通電阻Ron下，可以使用更小的芯片麵積，從而減小柵電荷，提高開關速度，降低驅動功率和開關損耗
，表1顯示了西安芯派同型號芯片的SW Planer 係列和SW Cool係列MOSFET的參數對比結果。

 

表1  SW Planer 係列MOSFET和SW Cool係列MOSFET的參數對比

 

反激式轉換器產生電磁幹擾的原因和傳播方式

 

電磁幹擾主要是傳導幹擾和輻射幹擾，傳導幹擾是在輸入和輸出線上流過的幹擾噪聲，來源於差模電流噪聲和共模電流噪聲；輻射幹擾是通過空間輻射的幹擾噪聲，來源於電場發射和磁場發射，它們之間可以相互轉換。   

 

kaiguandianyuanchanshengdianciganraodeyuanyinjiaoduo，qizhongyigonglvkaiguanqijianhebianyaqiweizhuyaozaoshengyuan。kaiguanqijiangaopindekaitongheguanduan，daozhidianliuhedianyadekuaisubianhua，dianganjijishengdiangandekuaisudianliubianhuachanshengcichang，congerchanshengjiaogaodedianyajianfenguL=L×diL/dt

；電容及寄生電容的快速電壓變化產生電場，從而產生較高的電流尖峰iC=C×duC/dt，而er其qi內nei部bu引yin線xian的de雜za散san電dian感gan和he寄ji生sheng電dian容rong則ze是shi噪zao聲sheng耦ou合he的de通tong道dao，但dan是shi由you於yu這zhe些xie參can數shu是shi器qi件jian固gu有you的de特te性xing，所suo以yi電dian子zi設she計ji和he應ying用yong工gong程cheng師shi無wu法fa對dui它ta們men進jin行xing優you化hua
，隻zhi能neng根gen據ju器qi件jian手shou冊ce選xuan擇ze匹pi配pei的de器qi件jian。前qian麵mian已yi經jing分fen析xi了le開kai關guan管guanMOSFET 包含寄生器件的等效分析原理圖，超結 MOSFET 與平麵MOSFET的結構和參數區別
，電磁幹擾產生的原因
，設計者可以根據情況選擇使用和優化。

 

變壓器作為另外一個主要噪聲源，而初級次級的漏感、初級的層間電容、次級的層間電容、初級和次級之間的耦合電容則是噪聲的通道。如圖11所示的包含寄生電容的變壓器模型，其中Ca為最外層繞組到磁芯的電容，Ct為輔助繞組到次級繞組的電容，Cs為初級繞組到次級繞組的電容，Cp為初級繞組的層間電容，Cm為最內層初級繞組到磁芯的電容；除此之外，變壓器還有磁芯到大地的電容Cme
，輸出線到大地的電容Coe，初(chu)級(ji)或(huo)次(ci)級(ji)的(de)層(ceng)間(jian)電(dian)容(rong)可(ke)以(yi)通(tong)過(guo)減(jian)小(xiao)繞(rao)組(zu)的(de)層(ceng)數(shu)來(lai)降(jiang)低(di)
，增(zeng)大(da)變(bian)壓(ya)器(qi)骨(gu)架(jia)窗(chuang)口(kou)的(de)寬(kuan)度(du)可(ke)以(yi)減(jian)小(xiao)繞(rao)組(zu)的(de)層(ceng)數(shu)。繞(rao)組(zu)的(de)分(fen)離(li)繞(rao)製(zhi)，如(ru)初(chu)級(ji)繞(rao)組(zu)采(cai)用(yong)三(san)明(ming)治(zhi)繞(rao)法(fa)，可(ke)以(yi)減(jian)小(xiao)初(chu)級(ji)的(de)漏(lou)感(gan)，但(dan)由(you)於(yu)增(zeng)大(da)了(le)初(chu)級(ji)繞(rao)組(zu)和(he)次(ci)級(ji)繞(rao)組(zu)的(de)接(jie)觸(chu)麵(mian)積(ji)，因(yin)而(er)增(zeng)大(da)了(le)初(chu)級(ji)繞(rao)組(zu)和(he)次(ci)級(ji)繞(rao)組(zu)的(de)耦(ou)合(he)電(dian)容(rong)。采(cai)用(yong)銅(tong)皮(pi)屏(ping)蔽(bi)（需連接到初級或次級的靜點）可(ke)以(yi)減(jian)小(xiao)初(chu)級(ji)繞(rao)組(zu)與(yu)次(ci)級(ji)繞(rao)組(zu)間(jian)的(de)耦(ou)合(he)電(dian)容(rong)，但(dan)由(you)於(yu)屏(ping)蔽(bi)層(ceng)繞(rao)在(zai)初(chu)級(ji)繞(rao)組(zu)與(yu)次(ci)級(ji)繞(rao)組(zu)之(zhi)間(jian)
，使(shi)初(chu)級(ji)繞(rao)組(zu)和(he)次(ci)級(ji)繞(rao)組(zu)的(de)耦(ou)合(he)係(xi)數(shu)降(jiang)低(di)，從(cong)而(er)又(you)增(zeng)加(jia)了(le)漏(lou)感(gan)。

 

圖11  包含寄生電容的變壓器模型

 

差模電流在兩根輸入電源線（L、N）間反方向流動，構成電流回路，其中一根是差模電流的源線，則另一根是差模電流的回線
，主要由開關器件的高頻開關電流產生，圖12給出了開關管開通瞬間的差模電流流動情況，可以看出IDM=ICp+ nIR−ICin ；圖13給出了開關管關斷瞬間的差模電流流動情況，可以看出IDM= ICds + Ig− ICp −ICin。

 

圖12  開關管開通瞬間的差模電流

 

圖13  開關管關斷瞬間的差模電流

 

共模電流在輸入線、輸出線與大地間流動，主要由功率器件高頻工作的電壓瞬態變化產生
，圖14給出了共模電流的流動通道情況，主要包括通過Cde、 Cm和Cme、 Ca和Cme 、 Ct和Coe、 Cs和Coe產生共模電流，其中通過Cs和Coe的共模電流占主導作用。

 

圖14  共模電流產生通道

 

電場發射由du/dt產生，空間電容是電場發射的通道，其中共模電流可以產生相當大的電場發射。圖15給gei出chu了le反fan激ji轉zhuan換huan器qi的de主zhu要yao電dian場chang發fa射she源yuan位wei置zhi，其qi中zhong初chu級ji繞rao組zu的de電dian壓ya變bian化hua幅fu值zhi大da，對dui於yu電dian場chang發fa射she起qi主zhu導dao作zuo用yong。另ling外wai
，像xiang手shou機ji充chong電dian器qi這zhe類lei帶dai長chang輸shu出chu線xian（1.8m）的產品
，長的輸出導線也如同一個天線
，可以將共模電流放大，從而形成較大的共模電場發射。

 

圖15  反激轉換器的主要電場發射源位置

 

磁場發射由高di/dt 的環路通過環路寄生電感產生
，圖16geichulefanjizhuanhuanqidezhuyaocichangfashehuanlu，cichangfashefangxiangfuheyoushoudingze
，qizhongcijicededianliubianhuafuzhida
，duiyucichangfasheqizhudaozuoyong。lingwai，bianyaqidezasancichangyeshiyigecichangfasheyuan，zhuyaoyoubianyaqideqixichansheng
，liruE型磁芯在兩側開氣隙時雜散磁場大，在中心柱開氣隙時雜散的磁場小。需特別注意，高di/dt環路的寄生電感隨環路麵積增大而增大，因此PCB的設計對於磁場發射非常關鍵，次級側的電流環麵積要盡量小
，布線要盡量短粗。

 

圖16  反激轉換器的主要磁場發射環路

 

改善使用超結 MOSFET 的反激變換器的電磁幹擾措施

 

通過對反激變換器的工作原理，電磁幹擾的產生原因
，MOSFET的等效原理圖，以及平麵MOSFET與超結MOSFET的結構和參數對比分析，可以看出使用超結MOSFET雖(sui)然(ran)降(jiang)低(di)了(le)反(fan)激(ji)變(bian)換(huan)器(qi)的(de)損(sun)耗(hao)和(he)驅(qu)動(dong)功(gong)率(lv)
，但(dan)是(shi)由(you)於(yu)開(kai)關(guan)管(guan)的(de)開(kai)關(guan)速(su)度(du)提(ti)高(gao)
，增(zeng)大(da)了(le)電(dian)壓(ya)和(he)電(dian)流(liu)變(bian)化(hua)率(lv)

，使(shi)反(fan)激(ji)變(bian)換(huan)器(qi)的(de)電(dian)磁(ci)幹(gan)擾(rao)增(zeng)強(qiang)。

 

電(dian)磁(ci)幹(gan)擾(rao)的(de)危(wei)害(hai)日(ri)益(yi)明(ming)顯(xian)和(he)嚴(yan)重(zhong)，目(mu)前(qian)許(xu)多(duo)國(guo)家(jia)已(yi)經(jing)把(ba)電(dian)磁(ci)幹(gan)擾(rao)測(ce)量(liang)作(zuo)為(wei)電(dian)子(zi)設(she)備(bei)的(de)強(qiang)製(zhi)測(ce)試(shi)項(xiang)目(mu)
，針(zhen)對(dui)不(bu)同(tong)類(lei)型(xing)產(chan)品(pin)有(you)不(bu)同(tong)的(de)幹(gan)擾(rao)限(xian)值(zhi)要(yao)求(qiu)。電(dian)源(yuan)作(zuo)為(wei)電(dian)網(wang)與(yu)用(yong)電(dian)設(she)備(bei)之(zhi)間(jian)的(de)接(jie)口(kou)電(dian)路(lu)，在(zai)完(wan)成(cheng)功(gong)率(lv)傳(chuan)送(song)和(he)滿(man)足(zu)電(dian)能(neng)變(bian)換(huan)的(de)同(tong)時(shi)
，不(bu)可(ke)避(bi)免(mian)地(di)產(chan)生(sheng)電(dian)磁(ci)幹(gan)擾(rao)

，但(dan)是(shi)改(gai)善(shan)和(he)通(tong)過(guo)標(biao)準(zhun)限(xian)值(zhi)要(yao)求(qiu)


，也(ye)顯(xian)得(de)尤(you)為(wei)重(zhong)要(yao)。從(cong)反(fan)激(ji)變(bian)換(huan)器(qi)產(chan)生(sheng)電(dian)磁(ci)幹(gan)擾(rao)的(de)原(yuan)理(li)出(chu)發(fa)，降(jiang)低(di)電(dian)磁(ci)幹(gan)擾(rao)的(de)方(fang)法(fa)主(zhu)要(yao)為(wei)降(jiang)低(di)電(dian)壓(ya)和(he)電(dian)流(liu)的(de)變(bian)化(hua)率(lv)；減小電路中存在的寄生電感和電容；優化PCB設計。

 

一、減小電壓和電流變化率

 

減小電壓和電流變化率，可以通過改變柵極驅動電阻
、改變變壓器結構或者增加緩衝吸收電路實現。

 

（1）改變柵極電阻值可以改變開關管的開關速率
，改變電壓和電流的變化率，如圖17所示
，在開關管的柵極外加驅動電阻Rg=Rg1+Rg2,增加Rg,降低開關管的開通速度

，加快開關管的關斷速度。為了開關管的開通和關斷速度都降低，可以如圖17所示，給Rg2並聯一個低壓降快速恢複二級管，如接成D1(實線)的方向
，開關管開通時柵極驅動電阻為Rg
，關斷時柵極驅動電阻為Rg1，開關管關斷時的速度相對不並二極管時要慢。

 

圖17  改變柵極驅動電阻

 

（2）在反激變換器的開關管關斷瞬間，由於變壓器的初級漏感Lk和開關管的寄生輸出電容Coss構成了一個串聯諧振電路，會產生非常高的過壓和振鈴
，電路的Q值越高
，振鈴電壓就越高。這種過高的振鈴電壓可能會造成巨大的電磁幹擾，並且由於MOSFET漏電壓的升高，甚至會降低開關管的可靠性。

 

改變變壓器的結構
，給變壓器的初級繞組增加一個恢複繞組NR=Np
，使兩個繞組成為雙股
，並排纏繞在磁芯或線軸上，形成雙股繞組。如圖18所示，NR一端與初級地相連，與Np同名的一端通過一個二極管D1連接到Vin。這種方法使耦合最大化
，並獲得了寄生電容與電感的嚴格匹配，初級繞組與其它繞組之間的耦合並沒有那麼重要。

 

圖18  增加恢複繞組NR和二極管D1實現無源阻尼器

 

如圖19所示，圖(a)顯示了開關管關斷時
，初級電流(通道2，紅色波形)為Coss充電後，在MOSFET的漏極(Vds，通道1，藍色波形)有振鈴。圖(b)中
，通道1仍為Vds，Coss的充電使通過D的次級電流(通道2)延遲了約100ns。圖(c)中，恢複繞組NR直接繞過寄生電容Coss，將積累的泄漏能量導回電源軌，並箝位開關電壓(通道1)，由於Np=NR，所以將Vds限製在Vin的兩倍，而初級電流的負浪湧(通道2)事實上是從恢複繞組流出的電流。圖(d)中
，次級二極管D馬上變為正偏，泄漏磁通阻止了電流的傳輸
，次級電流(通道2)達到一個均衡的峰值，直到漏泄能量被完全恢複，初級電流降為零。

 

圖19  增加恢複繞組NR與無恢複繞組的開關電壓與電流對比

 

（3）緩衝吸收電路改變高頻電壓和電流的變化率，如圖20所示，在變壓器的初級繞組並聯RCD箝位電路，可以抑止由於變壓器初級漏感在開關管關斷過程中產生的電壓尖峰；L1、L2 和L3可以降低高頻電流變化率

，但是L1和L2隻對特定的頻帶起作用，而L3隻對工作於CCM模式才有效； R1C1，R2C2，R3C3
，R4C4 和 C5可ke以yi降jiang低di相xiang應ying的de功gong率lv器qi件jian兩liang端duan的de高gao頻pin電dian壓ya變bian化hua率lv。特te別bie注zhu意yi的de是shi，所suo有you的de這zhe些xie緩huan衝chong吸xi引yin電dian路lu都dou需xu要yao消xiao耗hao一yi定ding功gong率lv，產chan生sheng附fu加jia的de功gong率lv損sun耗hao，降jiang低di係xi統tong的de效xiao率lv；同時也增加元件數量
、PCB尺寸和係統成本
，因此必須根據實際需要選擇使用。

 

圖20  增加緩衝吸收電路

 

二
、減小寄生的電感和電容值

 

congchamodianliuyugongmodianliudechanshengyuanyinheliudongfangxiangfenxi
，yixiajianyijizhongjianxiaochamodianliuhegongmodianliudefangfa
，shejizhekeyigenjuxuyaoheshijiqingkuangxuanzeshiyong。

 

（1）差模濾波器可以濾除差模電流
，如圖21所(suo)示(shi)，差(cha)模(mo)濾(lv)波(bo)器(qi)是(shi)由(you)電(dian)感(gan)和(he)電(dian)容(rong)組(zu)成(cheng)的(de)二(er)階(jie)低(di)通(tong)濾(lv)波(bo)器(qi)，由(you)於(yu)其(qi)電(dian)感(gan)有(you)雜(za)散(san)電(dian)容(rong)，對(dui)高(gao)頻(pin)幹(gan)擾(rao)噪(zao)聲(sheng)可(ke)以(yi)由(you)雜(za)散(san)電(dian)容(rong)旁(pang)路(lu)，使(shi)濾(lv)波(bo)器(qi)不(bu)能(neng)起(qi)到(dao)有(you)效(xiao)的(de)作(zuo)用(yong)

，采(cai)用(yong)幾(ji)個(ge)電(dian)解(jie)電(dian)容(rong)並(bing)聯(lian)可(ke)以(yi)減(jian)小(xiao)ESL和 ESR，降低開關電流的高次諧波因為輸入電解電容的ESL和ESR形成的差模電流。        

 

圖21  降低差模電流的新結構變壓器

 

（2）改變變壓器結構（如圖22）降低開關管開通和關斷瞬間的差模電流。

 

圖22  降低差模電流的新結構變壓器

 

（3）在L與N線之間並聯X電容，可以濾除差模幹擾。

 

（4）MOSFET采用源極連接芯片基體用於散熱，而不采用漏極，且PCB布線時減小漏極區銅皮麵積，目的是減小Cde，降低共模電流。

 

（5）改變變壓器結構降低共模電流，如圖23suoshi
，tiaozhengfuzhuraozuhecijiraozudezhengliuerjiguanfangzhiweizhi
，congergaibiandianyabianhuafangxiang
，gaibiandongdianweizhi
，qiezhuyijingdianjinliangkaojin，jianxiaozongtidegongmodianliu
；另外，在內層放置銅皮
，銅皮的寬度小於或等於初級繞組的寬度，銅皮的中點由導線連接到靜點
，同時可以在初級繞組和次級繞組、輔助繞組和次級繞組之間繞製屏蔽繞組（也可是銅皮，方法與內層放置銅皮一致），繞(rao)滿(man)一(yi)層(ceng)即(ji)可(ke)，一(yi)端(duan)連(lian)接(jie)到(dao)靜(jing)點(dian)，一(yi)端(duan)懸(xuan)空(kong)內(nei)埋(mai)，減(jian)小(xiao)總(zong)體(ti)的(de)共(gong)模(mo)電(dian)流(liu)
，但(dan)是(shi)屏(ping)蔽(bi)層(ceng)的(de)使(shi)用(yong)必(bi)須(xu)滿(man)足(zu)效(xiao)率(lv)的(de)要(yao)求(qiu)，因(yin)為(wei)屏(ping)蔽(bi)層(ceng)的(de)使(shi)用(yong)會(hui)降(jiang)低(di)初(chu)次(ci)級(ji)的(de)耦(ou)合(he)係(xi)數(shu)，降(jiang)低(di)轉(zhuan)換(huan)效(xiao)率(lv)。

 

圖23  降低共模電流的新結構變壓器

 

（6）在初次級之間加入 Y電容
，如圖24所示, 通過Cs的大部分共模電流被Y 電容旁路，返回到初級的地
，因為Y電容的值遠大於Coe。Y電容必須直接或盡量用短的直線連接到初級和次級的靜點
，一般是開關管開通時的dV/dt大於關斷時的dV/dt ，Y電容連接到初級的地
，反之連接到Vin。 

 

圖24 Y電容對流過初次級共模電流的作用

 

三、優化PCB設計

 

PCB設計對於電磁幹擾的產生非常關鍵，以下建議幾種降低電磁幹擾的PCB設計方法，設計者可以根據需要和實際情況選擇使用。

 

（1）輸入端與輸出端的邊線應避免相鄰平行
，以免產生反射幹擾，必要時應加地線隔離。

 

（2）按照電路的流程安排各個功能電路單元的位置，圖25給出了反激轉換器內部的四個電流環路，分別是功率開關管交流電流環路、輸出整流器交流電流環路
、輸入電源電流環路和輸出負載電流環路
，每個環路要與其他環路分開，其中輸入環路與功率開關環路必須直接接到輸入電容的兩端；輸出環路與整流環路的連接必須直接接到輸出電容的兩端；開關環路的濾波電容、功率開關管和變壓器必須盡可能靠近放置
；輸出整流環路的整流器、電感和濾波電容必須盡可能靠近放置
，放置時需確定好器件方向

，使其之間的電流通路盡可能短。

 

圖25  反激轉換器內部的主要電流環路

 

（3）兩相鄰層的布線要互相垂直

，平行容易產生寄生耦合。

 

（4）盡量減小高di/dt環路
，並采用寬的布線有利於減小差模幹擾。

 

（5）避免直角走線
，直角走線會使傳輸線的線寬發生變化，造成阻抗不連續
，對信號的影響主要體現在：拐角可以等效為傳輸線上的容性負載
，減緩上升時間；阻抗不連續會造成信號的反射；直角尖端產生的EMI。

 

（6）開關電源內部接地的合理性直接影響到電源的電磁幹擾甚至影響其穩定工作，圖26給出了反激轉換器的地線安排情況
，其中電源地是電流環路底下的支路；kongzhidishilianjiekongzhijichengdianluheyuzhixiangguandewuyuanqijiandedi。kongzhidifeichangmingan
，yineryaozaiqitadejiaoliudianliuhuanludoubuzhihaohouzaifangzhi，bixutongguoyixietedingdedianyuqitadilianjie，zhegelianjiedianshichanshengkongzhiICsuoyaojiancedexiaodianyadesuoyouqijiandegonggonglianjiedian，baokuodianliuxingbianhuanqidianliujiancedianzudegonggongjiedianheshuchuduandianzufenyaqidexiaduan。chucizhiwai，meitiaodadianliudedixianyaoduanerkuan
，shurulvbodianrongdegonggongduanyingzuoweiqitajiaoliudianliudideweiyijiedian。

 

圖26  反激轉換器的地線安排

 

（7）在電源的PCB底層鋪銅皮或額外加一塊銅皮或單麵板，可以有效的減小電場發射和共模電流（如圖27）。

 

圖27   減小電場發射 

 

 

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