圖 1：電源開關的四種基本電路。

 

在電源轉換器、電機驅動器和燈泡鎮流器中會用到許多不同的拓撲結構。 圖 1 所示為電源開關的四種基本電路。 如圖中藍色線框所示
，這四種基本電路以及大多數電源開關電路都采用了“開關-二極管-電感器”網絡。 這種網絡在所有這些電路中的特性均相同。 所以，圖 2 中的簡化電路可用於分析電源開關在開關瞬變期間的開關性能。 既然電感器中的電流在開關瞬變期間幾乎不變
，那麼如圖所示，這個電感器就可用電流源替代。 圖 2 所示為理想的“電壓和電流開關”波形。

 

圖 2：簡化電源開關電路及其理想開關波形。

 

當 MOSFET 開關關斷時，其自身電壓升高。 然而
，電流 I_L 將繼續通過 MOSFET

，直到開關電壓升至 Vol。 一旦二極管導通，I_L 就開始降低。 當 MOSFET 開關導通時

，情況剛好相反，如圖所示。 這種開關方式稱作“硬開關”。 在開關瞬變期間
，電路必須能同時承受最高電壓和最大電流。 因此
，這種“硬開關”方式會使 MOSFET 開關直接承受高電氣應力。

 

圖 3：MOSFET 開關關斷瞬變電壓過衝。

 

實際電路中，寄生電感 (L_p)、電容 (C_p) 會產生非常高的開關應力，如圖 4 所示。 C_p 包括開關的輸出電容
、PCB 布局和安裝時產生的雜散電容。 L_p 包括 PCB 線路的寄生電感和 MOSFET 的引線電感。 這些來自功率器件的寄生電感
、電容形成一個濾波器
，並在關斷瞬變剛剛結束時形成諧振，所以會在器件上疊加過高的電壓瞬時振蕩，如圖 3 所示。 為抑製這種峰值電壓，可在開關上並聯一個 RC 吸收器，如圖 4 所示。 電阻值必須接近希望衰減的寄生諧振的阻抗值。 吸收器電容必須大於諧振電路電容，但又必須足夠小
，以便最大程度地減小電阻器功率耗散。

 

圖 4：阻容吸收器配置。

 

如果功率耗散非關鍵指標
，則可采用一種快捷的 RC 吸收器設計方法。 按照經驗，吸收器電容器 C_snub 應兩倍於開關輸出電容與預計安裝電容之和。 吸收器電阻器 R_snub 則應滿足 。 電阻 R_snub 在給定開關頻率 (f_s) 下的功率耗散可按照下式估算： 

 

 

當這種簡單的經驗設計不能充分限製峰值電壓時，就需采取優化措施。

 

經過優化的 RC 吸收器：在功率耗散是關鍵指標的情況下應采用一種更優的方法。 首先
，測量 MOSFET 開關關斷時在其節點 (SW) 處的瞬時振蕩頻率 (F_ring)。 在 MOSFET 兩端焊接一個薄膜型 100 pF

、低 ESR 電容器。 增大電容值，直至瞬時振蕩頻率為原始測量值的一半。 現在，開關的總輸出電容（增加的電容和原有寄生電容之和）增大到原來的四倍
，而瞬時振蕩頻率則與電路的電感電容之積的平方根成反比例。 所以，寄生電容 C_p 是外加電容器電容值的三分之一。 現在，寄生電感 L_p 可利用下式求出：

 

 

隻要求出寄生電感 L_p 和寄生電容 C_p，就可根據以下計算公式確定吸收器的電阻器 R_snub 和電容器 C_snub。

 

 

 

如發現吸收器電阻器不夠大，則可以進行微調
，進一步減少瞬時振蕩。

 

電阻器 R_snub 在給定開關頻率 (f_s) 下的功率耗散為 。 

 

利用所有這些求出的值即可完成電源開關吸收器設計
，然後就可以在應用中實現。

 

 

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