固定頻率升壓轉換器非常適合於以恒流模式驅動LED串。這種轉換器采用不連續導電模式(DCM)工作，能夠有效地用於快速調光操作，提供比采用連續導電模式(CCM)工作的競爭器件更優異的瞬態響應。當LED導通時
，DCM工作能夠提供快速的瞬態性能，為輸出電容重新充電
，因而將LED的模擬調光降至最低。為了恰當地穩定DCM升壓轉換器，存在著小信號模型。然而，驅動LED的de升sheng壓ya轉zhuan換huan器qi的de交jiao流liu分fen析xi，跟gen使shi用yong標biao準zhun電dian阻zu型xing負fu載zai的de升sheng壓ya轉zhuan換huan器qi的de交jiao流liu分fen析xi不bu同tong。由you於yu串chuan聯lian二er極ji管guan要yao求qiu直zhi流liu和he交jiao流liu負fu載zai條tiao件jian
，在zai推tui導dao最zui終zhong的de傳chuan遞di函han數shu時shi必bi須xu非fei常chang審shen慎shen。

 

　　圖1顯示了驅動LED串的恒定頻率峰值電流工作模式升壓轉換器的簡化電路圖。輸出電流被感測電阻Rsense持續監測。相應的輸出電壓施加在控製電路上


，持續調節電源開關的導通時間

，以提供恒定的LED電流Iout.這就是受控的輸出變量。

 

　　圖1：LED串以發光的升壓轉換器

 

　　發光時
， LED串會在LED連接的兩端產生電壓。這電壓取決於跟各個LED技術相關的閾值電壓VT0及其動態阻抗rd.因此
，LED串兩端的總壓降就是各LED閾值電壓之和VZ，而而動態阻抗rLEDs表示的是LED串聯動態阻抗之和。圖2顯示的是采用的等效電路。您可以自己來對LED串壓降及其總動態阻抗進行特征描述。為了測量起見
，將LED串電流偏置至其額定電流IF1.一旦LED達到熱穩定，就測量LED串兩端的總壓降Vf1.將電流改變為稍低值IF2並測量新的壓降VF2.根據這些值，您可計算出總動態阻抗
，即：

 

　　
“齊納”電壓約等於LED串電壓VF1減去rLEDs與測量點電流之積：

 

 

 

　　圖2：LED采用串聯連接

 

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需對它們的閾值電壓進行累加；而總動態阻抗是串聯連接的各個LED動態阻抗之和。回頭再看圖1，LED串與感測電阻Rsense串聯。總交流(ac)阻抗因此就是兩者之和：

 

 

　　圖3是大幅簡化的等效直流(dc)電路圖。直流輸出電壓Vout等於輸出電流Iout與電阻Rac之積再加齊納電壓，在交流條件下，由於齊納電壓恒定，故上述等式可簡化為：

 

 

 

　　2 簡化模型

 

　　電流源實際上指的是從輸入電源獲得並無損耗地傳輸到輸出的電流。電流源可以被控製電壓Vc向上或向下調節，而Vc逐周期設定電感峰值電流。控製器通過升壓轉換器開關電流感測電阻Ri來觀測電感峰值電流，並以此工作。當Ri兩端電壓與控製電壓匹配時
，電源開關就被指示關閉。如果我們現在來考慮交流電路圖，就要考慮電容及其寄生元件，如圖4所示。

 

 

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      在存在補償斜坡的情況下，控製電壓不再是固定的直流電壓，而是斜率會影響最終峰值電流設定點的斜坡電壓。圖5顯示了最終波形。到達峰值電流值的時間比不存在斜坡的情況下更快，就好像我們會人為增加電流控製感測電阻Ri一樣。它有降低電流控製環路增益及降低連續導電模式(CCM)下兩個極點的作用。當轉換器過渡到DCM時，仍然存在斜坡
，必須予以顧及。

 

 

　　3 完整交流模型

 

　　既然我們已經推導出所有係數

，我們就可以更新原先圖4中中所示的模型。更新的電路圖如圖6示。R1對應於等式(20)中的係數
，並可推導出與輸出電壓調製直接成正比的電流。

 　
       圖6：交流模型圖

　

 

　　4 應用脈寬調製(PWM)進行調光控製

 

　　我們將使用下麵的值來檢驗我們的計算。這是一款DCM升壓轉換器，為22V壓降的LED串提供恒定功率

 

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　　第2部分：LED調光控製係統的實際應用方案與驗證

 

　　1 LED調光控製係統電路圖

 

　　高亮度白光LED的模擬調光會產生色偏。PWM數字調光控製是預防色偏的首選調光方法，因為發光強度將是平均流明強度。PWM導通周期期間的LED電流幅值與調光比為獨立互不影響。

 

　　圖12代表的是汽車應用LED調光控製係統，其在關閉模式下靜態電流消耗低於10 A.它采用安森美半導體的NCV887300 1 MHz非同步升壓控製器，此器件以恒定頻率不連續峰值電流模式工作。負載包含一串共10顆的串聯Nichia NSSW157-AT[2]白光高亮度LED.相應的電路板如圖13所示。

 

 
 

 

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       2 LED交流動態阻抗特性鑒定

 

　　根據製造商數據表中在特定工作條件下測得的特征曲線，可以近似得出LED動態阻抗。係統具體熱工作條件可能大不相同。第1部分的文章中介紹了係統LED動態阻抗的係統級方法

，這方法對器件進行了係統級熱條件下的特性鑒定。就第2部分的文章而言，我們使用頻率響應分析儀，在100% PWM占空比的熱穩定工作條件下
，測量電路內的電流感測電阻

、PWM FET阻抗及累積串聯動態阻抗見下圖14。

 

　　3 係統性能測試

 

　　圖12中所示的LED調光電路的1000：1 200 Hz PWM調光工作波形如圖15所示。VC波形上有少許補償電容電壓放電
，這是Q9雙向開關響應時間與透過D19的PWM鉗位激活之間的競爭條件產生的結果。電阻R29被引入
，與鉗位二極管D19串聯連接，以限製補償網絡電荷耗盡。VFB波形維持想要的數字波形及幅值(無模擬調光)。

 

　　PWM信號指令轉為低態後出現額外短路持續時間GDRV波形(第6個脈衝)，這是NCV887300內部邏輯傳播延遲響應時間的結果。此額外脈衝的能量有利於幫助維持輸出升壓電容中的電荷，因為它補償了深度PWM調光工作模式期間的某些寄生漏電流能量損耗。
 

 

 

　　本方案分兩部分進行，第1部分介紹的驅動LED串的DCM升壓轉換器的理論小信號響應等式；在第2部分中有效地應用於分析LED PWM調光電路。方案中探討了200 Hz 1000：1深度調光能力的實際層麵問題。最後運用仿真和測量結果
，與忽略相位誤差的情況進行比較得到1000：1 200 Hz PWM工作波形顯示出了極佳的工作性能。從而也證實了本方案的實用性。