單級PFC維持電極電源模塊的拓撲結構及工作原理
   
本文采用的單級功率因數校正變換器電路拓撲結構如圖1所示。單相交流電經全波整流後，通過串聯兩個感性ICS（Input-current shaping）接到雙管反激的DC/DC變換單元。

圖1：主電路拓撲結構   

圖中的兩個ICS單元完全相同，即LB1=LB2，LD1=LD2
，N1p=N1n。采用這種雙ICS的單元結構是為了減小儲能電容器上的電壓以及流過開關管的電流。
   
下麵通過開關管的動作過程分析整個電路的工作原理以及工作過程。
   
1）S1和S2導通期間   

其簡化電路如圖2（a）所示。開關管導通，儲能電容經圖2（a）中右邊回路釋放電能，反激變換器TR開始儲能
，iDC由零開始上升。線圈N1p及N1n分別感應產生左負右正和左正右負的電壓，D1n和D1p開始導通
，D2n和D2p截止。Vin經圖2（a）中左邊的回路給儲能電容CB1及CB2充電
，iin開始上升，電感LB1
，LB2
，LD1
，LD2充電。

(a)開關管導通時的電路圖

(b)開關管截止時的電路圖
圖2：開關管通斷時的簡化電路   

因為VLB1=VLB2
，VLD1=VLD2，為了分析方便
，令
VLB=VLB1＋VLB2=2VLB1VLD=VLD1＋VLD2=2VLD1
在右邊的回路中
，根據基爾霍夫定律有

式中：Vin為全波整流後的輸出電壓
，即Vin=Vs|sinωt|
；
 VB=VB1＋VB2；
N1為繞組N1n及N1p的匝數；
Np為反激變換器原邊主繞組的匝數。
又因為


2）S1和S2截止期間
   
簡化電路圖如圖2（b）所示。此時iDC等於零，反激變換器給負載供電。線圈N1P及N1n分別感應產生左正右負和左負右正的電壓，D1n及D1p反向截止
，D2n及D2p續流導通。根據基爾霍夫定律有


從上麵的分析可知，當gongshi4時，D1n，D1p
，D2n，D2p全部截止
，電流iin為零，電感LB1及LB2中沒有電流流過，即回路電流iin存在一個死區θ（dead angle）
，是不連續的。也就是說
，在半個工頻周期內，隻有一部分時間電感LB的電流連續工作，iLB在半個工頻周期內的波形如圖3所示。
   
由圖3可以看出，當輸入電壓為交流正弦波時
，其輸入電流為一含有高頻紋波的近似正弦波。兩者相位基本相同，提高了輸入端的功率因數。

圖3：輸入電壓電流波形圖

試驗結果
   
根據4電極42英寸（107cm）彩色PDP驅動電路的要求
，設計驅動電源模塊的參數為：
輸入電壓    AC170～250V；
輸出電壓    DC200～240V；
輸出電流    1A。
   
實驗電路采用UC3845作為開關管的控製芯片，開關的工作頻率為80kHz。DC/DC變換部分采用雙管反激電路。

實驗測得，當輸入電壓為AC220V

，50Hz
，輸出功率為240W（240V/1A）時，係統的功率因數為0.786。轉換效率為72.5％。此時得到輸入端的電壓電流波形如圖4所示。

圖4：輸入電壓及電流波形

通tong過guo比bi較jiao可ke知zhi
，在zai輸shu出chu功gong率lv相xiang同tong的de情qing況kuang下xia
，單dan級ji功gong率lv因yin數shu校xiao正zheng電dian路lu在zai功gong率lv因yin數shu校xiao正zheng能neng力li和he電dian源yuan的de轉zhuan換huan效xiao率lv等deng方fang麵mian，相xiang對dui於yu兩liang級ji功gong率lv因yin數shu校xiao正zheng電dian路lu而er言yan，相xiang對dui要yao差cha一yi些xie。但dan隨sui著zhe研yan究jiu的de深shen入ru
，新xin的de單dan級jiPFC拓撲結構和控製方案將不斷地被提出，單級PFC電路的性能也將逐步地得以完善。而單級功率因數校正電路體積小、電路簡單的特點使其成為AC-PDP開關電源小型化改造的一個首選方案。