圖1：電路框圖

考慮到輸出獨立保護的要求，本電源采用了兩路獨立的電路結構，24V輸出功率較大采用Forward，5V輸出功率較小采用Flyback。

下麵就電路中一些特殊的設計做一些介紹。

散熱器設計

散熱方式是電源產品設計中首先需要考慮的部分，因為，它關係著電路設計中元器件的選取，PCB的設計等一係列問題。通常的電源產品都采用風扇冷卻，這樣可以達到比較好的散熱效果。

benwentidaodejunyongchezaidianyuan
，youyuchangqigongzuozaizhendonghechongjidehuanjingxia，caiyongfengshanlengquehuiyingxiangdianyuanxitongdekekaoxing，yinci，caiyongziranlengquedesanrejiegou。zhenggezhuangzhidesanreqijiegouanpairutu2所示。功率半導體器件放在PCB板的背麵並緊貼底板，直接通過底板散熱，底板采用厚鋁材料，整個裝置安裝在大鐵板上（裝甲車）。裝置的兩側用帶翼的散熱片
，兼起支撐作用。這樣整個散熱器的安排不但能達到比較好的散熱效果，還可以充分利用PCB板的空間，一定程度上減少了整個裝置的體積。

圖2 ：散熱器結構

三重過流保護

由於是軍用車載電源，對裝置的穩定性和可靠性要求非常高，所以，采用了三重過流保護，即微秒級保護
、毫秒級保護及秒級保護。

微秒級保護

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微wei秒miao級ji保bao護hu是shi指zhi電dian源yuan出chu現xian輸shu出chu過guo流liu或huo者zhe短duan路lu時shi
，在zai一yi個ge開kai關guan周zhou期qi內nei就jiu能neng進jin行xing保bao護hu。因yin為wei，通tong常chang開kai關guan周zhou期qi都dou是shi設she計ji為wei微wei秒miao級ji，所suo以yi，稱cheng此ci保bao護hu為wei微wei秒miao級ji保bao護hu。具ju體ti的de實shi施shi方fang法fa如ru圖tu3所示
，峰值電流控製信號連到PWM芯片L5991[1]的腳ISE，當腳ISE的電壓大於1V時，L5991輸出就為低電平

，從而關斷開關管。此保護在每個開關周期進行判斷，因此
，反應速度比較快，用以保護瞬間的過流。

圖3：電流峰值保護及恒流保護電路

毫秒級保護

毫秒級保護是指PI環huan的de恒heng流liu保bao護hu，它ta的de保bao護hu時shi間jian一yi般ban在zai幾ji十shi到dao幾ji百bai個ge開kai關guan周zhou期qi
，這zhe裏li就jiu稱cheng它ta為wei毫hao秒miao級ji保bao護hu。由you於yu取qu樣yang電dian流liu峰feng值zhi保bao護hu是shi單dan周zhou保bao護hu，穩wen定ding性xing不bu是shi很hen好hao，隻zhi能neng對dui過guo渡du過guo程cheng的de過guo流liu進jin行xing有you效xiao的de保bao護hu。因yin此ci，針zhen對dui較jiao長chang時shi間jian的de短duan路lu或huo過guo流liu
，在zai這zhe裏li采cai用yongPI環的恒流保護還是很有必要的。圖3虛線框內為恒流保護電路
，它利用峰值電流控製中的電流信號作為輸入信號，通過一個由D1
，R1，C1組成的峰值保持電路和由運放組成的PI環節得到一個誤差信號
，在變換器的輸出電流超過限定值的時候
，該誤差信號就會控製PWM芯片的占空比，從而使輸出電流保持在限定值。由於D2存在，當輸出電流低於限流值時，該部分電路對占空比的控製不起作用。

秒級保護

秒級保護是指電路中的自恢複保險絲保護（自恢複保險絲的保護時間在幾秒以上），如圖1所示。當電路處於上述的恒流保護
，如果時間過長會使裝置過熱，若按照過流保護來做熱設計會增加裝置的成本。因此，對於長時間(幾秒以上)的(de)短(duan)路(lu)或(huo)過(guo)流(liu)，需(xu)要(yao)用(yong)保(bao)險(xian)絲(si)進(jin)行(xing)保(bao)護(hu)。本(ben)裝(zhuang)置(zhi)中(zhong)采(cai)用(yong)的(de)是(shi)自(zi)恢(hui)複(fu)保(bao)險(xian)絲(si)，當(dang)負(fu)載(zai)恢(hui)複(fu)正(zheng)常(chang)時(shi)，自(zi)恢(hui)複(fu)保(bao)險(xian)絲(si)也(ye)能(neng)恢(hui)複(fu)到(dao)正(zheng)常(chang)導(dao)通(tong)狀(zhuang)態(tai)。采(cai)用(yong)自(zi)恢(hui)複(fu)保(bao)險(xian)絲(si)的(de)另(ling)外(wai)一(yi)個(ge)原(yuan)因(yin)是(shi)裝(zhuang)置(zhi)要(yao)求(qiu)的(de)每(mei)路(lu)負(fu)載(zai)獨(du)立(li)保(bao)護(hu)，當(dang)一(yi)路(lu)過(guo)流(liu)保(bao)護(hu)時(shi)，該(gai)路(lu)的(de)自(zi)恢(hui)複(fu)保(bao)險(xian)絲(si)斷(duan)開(kai)
，其(qi)他(ta)幾(ji)路(lu)還(hai)能(neng)正(zheng)常(chang)工(gong)作(zuo)。5V那一路沒加自恢複保險絲是考慮到它本身就隻有一路負載，可以通過微秒級和毫秒級實現保護，另外由於5V輸出電壓比較小，加上自恢複保險絲會影響其輸出調整率。

RCD/RC雙重吸收

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反激變換器由於變壓器漏感的存在
，當開關管關斷時，開關管的D－S兩端會產生比較高的電壓尖峰。這個電壓尖峰增大了開關管的電壓應力，同時又會產生電磁幹擾，因此，必須采用吸收電路加以抑製。RCD吸收電路由於簡潔且易實現，在小功率場合是比較常用的。RCD吸收反激變換器如圖4所示。從圖6中可以看到
，加RCD吸收電路以後，開關管D－S兩liang端duan的de電dian壓ya尖jian峰feng大da大da地di減jian少shao了le，但dan是shi
，同tong時shi也ye產chan生sheng了le新xin的de更geng高gao頻pin率lv的de振zhen蕩dang，究jiu其qi原yuan因yin是shi變bian壓ya器qi原yuan邊bian漏lou感gan與yu二er極ji管guan的de結jie電dian容rong諧xie振zhen引yin起qi的de。從cong電dian磁ci兼jian容rong考kao慮lv該gai振zhen蕩dang必bi須xu加jia以yi抑yi製zhi。改gai變bianR，C，D的參數對新的振蕩的影響並不大
，因此，需要附加其它電路來抑製，在開關管D－S兩端加上RC吸收電路在實驗中取得了比較理想的效果。圖5即為RCD/RC雙重吸收電路，圖7所示的是RCD吸收反激變換器和RCD/RC雙重吸收反激變換器開關管Vds的實驗波形。

圖4：RCD吸收電路

圖5：RCD/RC雙重吸收電路

圖6：加RCD吸收電路前後vds的實驗波形

圖7：加RCD吸收電路及RCD/RC雙重吸收電路後vds的實驗波形

諧振RCD複位

正激變換器有很多種複位方式：諧振複位；第三繞組複位；RCD複位；有源鉗位等。這裏介紹一種低成本折衷的方案：諧振RCD複位。
 
如圖8(a)所示，諧振複位正激變換器是在主開關S上並聯了一隻電容C，通過電容C和變壓器激磁電感Lm諧振產生一個正弦波對變壓器複位。圖8(b)是諧振複位正激變換器的主要工作波形，其中VT是變壓器上的電壓，iLm是變壓器的激磁電流。這些波形考慮到變壓器漏感的存在
，並且是在重載下的波形。若不考慮漏感或是負載電流為零的情況下，[page]
諧振複位電壓應該是一個正弦波。開關管關斷瞬間，變壓器上有一個電壓尖峰，那是由於漏感Ls中貯存的能量向諧振電容C轉移而引起的，即為變壓器漏感和電容C的諧振。該諧振周期要遠小於激磁電感和電容C的諧振周期。

圖8：諧振複位正激變換電路及工作波形

圖9(a)所示的是RCD複位正激變換器，即在變壓器上並聯了一個由二極管D，電容C
，電阻R組成的環節，在開關S關斷時由激磁電感和漏感的感應電勢使二極管D導通
，由電容C上的電壓對變壓器複位。圖9(b)是RCD複位正激變換器的主要工作波形。電容C兩端電壓在一個開關周期內近似為直流電壓
，則RCD複位電壓是一個方波。同樣在開關管關斷瞬間，變壓器上有一個電壓尖峰

，是由變壓器漏感與開關管結電容諧振引起的。

圖9：RCD複位正激變換器電路及工作波形

諧振複位和RCD複位都有其各自的優缺點
，而且，兩種複位方式的優缺點基本上是互補的。
 
1）根據伏秒平衡原理
，VT一個周期內平均值要等於零。諧振複位的複位電壓是正弦波，因此複位電壓的平台相對比較高，即開關管S的VDS電壓平台比較高
，而RCD複位的複位電壓是方波
，所以複位電壓的平台相對比較低
，也即開關管S的VDS電壓平台比較低。

2）諧振複位正激變換器變壓器上的電壓尖峰（最終反映到vDS的電壓尖峰）是由變壓器漏感LS與電容C諧振造成的，而RCD複位正激變換器變壓器上的電壓尖峰是由變壓器漏感LS與開關管S的結電容諧振造成的。由於電容C的容量遠遠大於開關管S的結電容
，諧振複位電壓尖峰的諧振周期要遠大於RCD複位電壓尖峰的諧振周期，因此，在變壓器漏感LS上的負載電流能量一定的情況下，諧振複位的電壓尖峰幅度要比RCD複位的電壓尖峰幅度低得多。從另一個角度理解，可以認為諧振複位正激變換器在開關管D－S間並聯的電容C起到了吸收電壓尖峰的作用。

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3）RCD複位正激變換器的激磁能量和漏感能量全部消耗在電阻R上，而諧振複位正激變換器的激磁能量和漏感能量基本上沒有消耗
，見圖8(b)。但是由於諧振複位正激變換器在開關導通之前

，電容C兩端的電壓為Vin，因此有 CVin2的能量消耗在開關管開通過程中。

4）從圖8(b)及圖9(b)iLm波形可以看到，諧振複位正激變換器變壓器磁偏比較小，而RCD複位正激變換器變壓器磁偏較大。

以(yi)上(shang)分(fen)析(xi)可(ke)以(yi)得(de)知(zhi)，兩(liang)種(zhong)複(fu)位(wei)方(fang)式(shi)的(de)正(zheng)激(ji)變(bian)換(huan)器(qi)都(dou)有(you)各(ge)自(zi)的(de)優(you)點(dian)，但(dan)缺(que)點(dian)也(ye)比(bi)較(jiao)明(ming)顯(xian)，在(zai)某(mou)些(xie)時(shi)候(hou)設(she)計(ji)起(qi)來(lai)有(you)較(jiao)大(da)的(de)瓶(ping)頸(jing)。這(zhe)就(jiu)不(bu)難(nan)想(xiang)到(dao)將(jiang)兩(liang)種(zhong)複(fu)位(wei)方(fang)式(shi)結(jie)合(he)起(qi)來(lai)
，來(lai)軟(ruan)化(hua)它(ta)們(men)各(ge)自(zi)的(de)缺(que)點(dian)，同(tong)時(shi)還(hai)能(neng)帶(dai)來(lai)新(xin)的(de)優(you)點(dian)，即(ji)諧(xie)振(zhen)RCD複位正激變換器。

圖10(a)所示的即為諧振RCD複位正激變換器，可以看到在線路上它就是諧振複位正激變換器和RCD複位正激變換器的結合。圖10(b)是諧振RCD複位正激變換器的主要工作波形。諧振RCD複位正激變換器在一個周期內可以分為5個階段。

圖10：諧振RCD複位正激變換器電路及工作波形

（1）階段1〔t0～t1〕    t0時刻主開關S開通
，變壓器上承受輸入電壓，激磁電流線形上升。副邊二極管DR1導通。

（2）階段2〔t1～t2〕    t1時刻S關斷，首先發生的是諧振複位
，漏感上的貯存能量向電容C2轉移，產生一個電壓尖峰（這是漏感和電容C2的諧振）。然後激磁電感和漏感加在一起和電容C2諧振。因變壓器上電壓為下正上負，所以副邊整流二極管DR1截止
，續流二極管DR2導通。

（3）階段3〔t2～t3〕    當複位電壓諧振到超過C1上的電壓，二極管D就導通，激磁電流流向電容C1。成為RCD複(fu)位(wei)的(de)狀(zhuang)態(tai)。此(ci)時(shi)激(ji)磁(ci)電(dian)流(liu)線(xian)性(xing)下(xia)降(jiang)。這(zhe)也(ye)保(bao)證(zheng)了(le)複(fu)位(wei)電(dian)壓(ya)不(bu)會(hui)過(guo)高(gao)，從(cong)而(er)使(shi)得(de)開(kai)關(guan)管(guan)的(de)電(dian)壓(ya)應(ying)力(li)得(de)到(dao)控(kong)製(zhi)。當(dang)激(ji)磁(ci)電(dian)流(liu)下(xia)降(jiang)到(dao)零(ling)，該(gai)狀(zhuang)態(tai)結(jie)束(shu)。
 
（4）階段4〔t3～t4〕    激磁電流下降到零之後

，二極管D就截止。但是，C2上的能量又會回饋給激磁電感，也就是說，此時是C2和激磁電感發生諧振。C2上電壓下降，激磁電流反向增加。直到C2上電壓下降到與輸入電壓相等
，也就是變壓器上電壓下降到零
，該狀態結束。

（5）階段5〔t4～t5〕    變壓器上電壓隻要出現一個微小的上正下負的值

，副邊二極管DR1就導通
，激磁電流流過DR1。但是該電流不足以提供負載電流，所以，續流管DR2也繼續保持導通，提供不足部分的負載電流。同時DR1和DR2共同導通也保證了變壓器上電壓為零，激磁電流保持不變。該狀態一直保持到開關管S的再次導通。

諧振RCD複位正激變換器諧振電容C2的取值應該小於諧振複位正激變換器的諧振電容C，這樣在諧振複位階段（階段2和階段4）複位電壓的上升和下降比較快
，所以在同是t2時間內完成複位的情況下
，諧振RCD複位正激變換器的平台電壓要比諧振複位低，接近RCD複位正激變換器的平台電壓。由於C2小於C，但比開關管的結電容還是大很多
，因此諧振RCD複位正激變換器變壓器的電壓尖峰比諧振複位的略大
，而比RCD複位的小很多。從以上分析得到，諧振RCD複位正激變換器變壓器的電壓平台及尖峰都較低
，因此，開關應力較低。而在激磁能量損耗（有部分的激磁能量回饋）
，開關損耗（C2<C），變壓器磁偏（見各種複位方式的激磁電流波形）方麵，諧振RCD複位正激變換器是諧振複位正激變換器和RCD複位正激變換器的折衷。

飽和電感的應用

由於該電源裝置是低壓大電流輸入和輸出
，所以

，二極管上的反向恢複問題相當嚴重，尤其是正激變換器的續流二極管DR2。圖11(a)是正激變換器的DR2上(shang)的(de)電(dian)壓(ya)波(bo)形(xing)，可(ke)以(yi)看(kan)到(dao)有(you)很(hen)高(gao)的(de)電(dian)壓(ya)尖(jian)峰(feng)。這(zhe)不(bu)僅(jin)增(zeng)加(jia)了(le)損(sun)耗(hao)，抬(tai)高(gao)了(le)所(suo)需(xu)器(qi)件(jian)的(de)額(e)定(ding)電(dian)壓(ya)值(zhi)，而(er)且(qie)對(dui)於(yu)電(dian)磁(ci)兼(jian)容(rong)也(ye)是(shi)非(fei)常(chang)不(bu)利(li)的(de)。采(cai)用(yong)飽(bao)和(he)電(dian)感(gan)和(he)二(er)極(ji)管(guan)串(chuan)聯(lian)，如(ru)圖(tu)11(b)所示
，可以大大削弱二極管的反向恢複，同時又不會增加很多損耗。加了飽和電感後
，二極管DR2上電壓波形如圖11(b)所示。可以看到加了飽和電感後
，DR2上的電壓尖峰從將近160V降到了80V。

圖11：加飽和電感前後DR2兩端的電壓波形