中心議題：

• 同步升壓轉換器設計中MOSFET的損耗分析
• 同步升壓轉換器的MOSFET選擇策略

解決方案：

• 最優化門極驅動電壓
• 最優化電源輸入電壓
• 最優化工作條件

在個人計算機應用領域，隨著為核心DC-DC轉換器開發的同步升壓轉換器的開關頻率向著1MHz-2MHz範圍轉移
，MOSFET的損耗進一步增加。鑒於大多數CPU需xu要yao更geng大da的de電dian流liu和he更geng低di的de電dian壓ya

，這zhe種zhong問wen題ti被bei複fu雜za化hua了le。如ru果guo你ni考kao慮lv其qi它ta支zhi配pei損sun耗hao機ji製zhi的de參can數shu，如ru電dian源yuan輸shu入ru電dian壓ya和he門men極ji電dian壓ya，我wo們men就jiu要yao處chu理li更geng為wei複fu雜za的de現xian象xiang。但dan是shi，這zhe並bing不bu是shi問wen題ti的de全quan部bu，我wo們men還hai會hui遇yu到dao可ke能neng造zao成cheng損sun耗hao極ji大da惡e化hua並bing降jiang低di電dian源yuan轉zhuan換huan效xiao率lv(ξ)的二次效應。

這些二次效應包括擊穿損耗和因像電容和電感等效串聯電阻(ESR)、電路板電阻及電感
、MOSFET封裝寄生電感所這樣的寄生電阻引起的損耗。其它二次損耗機製是MOSFET的電極電容之間的充電和放電，包括門極-源極間電容(Cgs)、米勒門極漏極電容(Cgd)和漏極-源極間電容(Cgs)。

隨著頻率越來越高，因體二極管反向恢複造成的損耗會更為顯著，必須加以考慮。現在
，很顯然選擇同步升壓轉換器的MOSFET不(bu)再(zai)是(shi)一(yi)項(xiang)微(wei)不(bu)足(zu)道(dao)的(de)練(lian)習(xi)
，它(ta)需(xu)要(yao)可(ke)靠(kao)的(de)方(fang)法(fa)來(lai)選(xuan)擇(ze)最(zui)佳(jia)的(de)組(zu)合(he)
，並(bing)結(jie)合(he)對(dui)上(shang)述(shu)所(suo)有(you)問(wen)題(ti)的(de)深(shen)入(ru)理(li)解(jie)。本(ben)文(wen)將(jiang)詳(xiang)細(xi)地(di)討(tao)論(lun)所(suo)有(you)這(zhe)些(xie)效(xiao)應(ying)並(bing)將(jiang)向(xiang)您(nin)演(yan)示(shi)如(ru)何(he)作(zuo)出(chu)這(zhe)種(zhong)選(xuan)擇(ze)。

傳導損耗

由於電流流過MOSFET的Rdson會產生器件的電阻損耗
，圖1所示的MOSFET的損耗M1和M2可以由下列兩個方程來計算：


其中：PCHS =高側(HS) MOSFET傳導損耗；PCLS=低側(LS) MOSFET傳導損耗
；Δ =占空周期 ≈ Vout/ Vin；Iload = 負載電流；Rdson = MOSFET開電阻；Vin = 電源輸入電壓；Vout =輸出電壓。因為 Δ and Iload由應用來決定，Rdson必須選擇為盡可能地小。

圖1：簡化的同步升壓轉換器顯示了MOSFET的寄生電感。

動態損耗

動態損耗是由HS和LS MOSFET開關造成的損耗
，這些損耗可以通過下列兩個方程來計算：


其中：PDHS = HS MOSFET動態損耗；PDLS = LS MOSFET動態損耗；tr = 上升時間
；tf = 下降時間；fs = DC-DC 轉換器開關頻率
；Vd = 體二極管開電壓；

其它參數與上述參數一致。顯然，我們需要把MOSFET的上升和下降時間最小化。這兩個參數取決於於米勒電容，它通常由門極-漏極間電荷(Qgd)來表示，其中
，Qgd越低，就會導致MOSFET的開關速度越快。
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LS MOSFET中的開關損耗與傳導損耗相比寧可忽略不計
， 因為Vin為12V而Vd大約為1V。

在這種情形下，對HS MOSFET我們必須選擇具有盡可能最低的Qgd。通過隔離Rdson做不到這一點，因為它們每一個都取決於裸片的麵積。大多MOSFET製造商設計MOSFET器件時滿足了HS或LS MOSFET的要求
，但是，實際上打擊了開關速度和MOSFET開電阻之間的折衷要求，即Qgd和低的Rdson。

圖2：HS MOSFET功率損耗，Z軸是X軸電流和Y軸開關頻率的函數。

圖2所示為HS MOSFET的功率損耗。顯然，大電流和高頻率的組合會快速導致高損耗。對MOSFET的正確選擇是從根本上關注整體的高電源轉換效率(ζ)和高可靠性。

反向恢複損耗

另外一種損耗機製是因為體二極管恢複造成的損耗。這是由於HS MOSFET使“打開”狀態進入體二極管所致。體二極管要無限長時間才能關閉，在這段時間HS MOSFET就會出現損耗。反向恢複損耗可以由下列方程計算：

其中：Qrr=反向恢複電荷。

此外
，這種損耗機製依賴於開關頻率fs，因為它是某種形式的開關損耗。盡管反向恢複因LS MOSFET體二極管所致，損耗卻發生在HS MOSFET中。

在此
，對LS MOSFET的選擇準則是獲得盡可能最低的Qrr及合適的Rdson。

圖3：因反向恢複造成的功率損耗。

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擊穿損耗

當LS MOSFET由門極驅動器關閉而HS MOSFET正被打開時，就會遇到擊穿損耗。在轉換期間，門極-漏極間電容通過由Cgd和Rg//Cgs組成的潛在的分壓器把漏極電壓耦合到門極。如果這個耦合電壓大於門限電壓Vgth
，那麼

，LS MOSFET將為打開
，從而產生一條流過HS和LS MOSFET的低阻的電流通路，最終造成過度損耗。支配相對於地的門極電壓的方程如下所示：

其中：Vg (t) =門極電壓；a = 漏極電壓的擺率；Rg = 包括門極驅動器的總門極電阻；Cgs = 門極與源極之間的電容
；Cgd = 門極與漏極之間的電容
；顯然，Cgd越大
，則耦合電壓越大。

圖4：擊穿。

取上述方程的極限為：

即無限大的擺率給出方程：

上述方程表達了無交叉傳導情況下的理論最壞情形。如果在最壞情形的參數範圍內—即最小Cgs、最大Cgd和最小Vgth—MOSFEI滿足這種條件

，那麼
，在任何應用中都觀測不到交叉傳導。

圖5是一張示波器的圖形，其中，上部的蹤跡是LS MOSFET漏極電壓，下部的蹤跡是LS MOSFET的門極電壓。如果觀測到的LS MOSFET的門極電壓(綠色蹤跡)達到一個大於Vgth的電壓，那麼
，我們就可以觀測到擊穿和ζ的de損sun耗hao。理li想xiang情qing況kuang下xia，你ni需xu要yao峰feng值zhi為wei幾ji百bai毫hao伏fu。下xia麵mian的de蹤zong跡ji是shi擊ji穿chuan的de典dian型xing指zhi紋wen，讓rang我wo們men能neng夠gou通tong過guo測ce量liang門men極ji到dao源yuan極ji之zhi間jian的de電dian壓ya來lai識shi別bie問wen題ti。

圖5：識別擊穿。

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門極電感的影響

門極驅動電路的電路版圖設計對於設置合適的MOSFET開關頻率是極為重要的。圖6是Z軸上的門極電壓的
、Y軸上的門極電感和X軸上的時間的三維表示。該圖顯示了門極引腳電容對波形的動態影響。門極電壓振鈴可能造成不穩定的開關，從而導致效率ζ的損失並加大電磁輻射。 門極引腳必須保持盡可能地短以避免該影響。

圖6：門極驅動振鈴。

最優化門極驅動電壓

門極驅動電壓幅度以下列方式控製MOSFET的開關性能：

• 門極驅動電壓越高，意味著電容充電和放電損耗就越高，由下式給出：Pcloss=CXV2Xfs
• 驅動電壓越高，以為著Rdson越低
  
  ，因此，電源損耗就越低
  ，從而提高ζ
  ；
• 門極電壓幅度也會影響MOSFET的上升和下降時間。

滿足所有上述條件並產生最高ζ的最優化門極驅動幅度，可以在實驗中利用不同的電壓幅度確定的最佳性能點來確定。根據對問題的數學求解，圖7給出了一個在Z軸上的最優化門極驅動電壓的三維圖形，它是X上漏電流和Y軸上開關頻率的函數。顯然
，門極驅動電壓永遠不能超過數據表針對高可靠性工作所推薦的電平。

圖7：最優化門極驅動電壓。

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最優化電源輸入電壓

用於電腦市場的DC-DC轉換器的電源輸入電壓的行業標準是12V，但是，這是最優化的數值嗎？為了幫助回答這個問題，讓我們考察輸入電壓對ζ的影響：

• 較高的電源輸入電壓顯然被轉換為來自電源的較低電流及AC-DC轉換器的高ζ值(銀盒)。
• 電源輸入電壓越高，意味著在HS MOSFET中的動態損耗也越高。
• 電源輸入電壓越高，意味著在LS MOSFET中因占空周期的增加所造成的傳導損耗就越高。

最優化輸入電壓可能由實驗或數學導出。圖8所示為最優化輸入電壓在Z軸上的三維表示
，它是Y軸上的負載電流和X軸上的開關頻率的函數。電源輸入電壓電平由針對電腦市場的行業標準確定。如果你正在設計一個兩級隔離DC-DC轉換器，在為你的特定的應用確定最優化中間電壓的過程中
，就值得做這種考慮。

圖8：最優化的電源輸入電壓。

器件封裝

當選擇針對你的應用的器件時，你要控製的其他參數就是封裝。功率MOSFET可用的最流行封裝分別是SO8、DPAK


、D2PAK及其它形式的封裝。封裝參數中最重要的是：

• 封裝熱阻：這明顯限製了功耗並控製了封裝中的散熱設計方案；
• 要盡可能選擇最小的熱阻；
• 封裝寄生電感：由MOSFET提取的封裝寄生電感對開關速度有極大的影響，並最終影響動態損耗。寄生電感越小，開關時間就越短
  ；
• 封裝寄生電阻：該參數通常隱藏在Rdson數值之中；

對給定應用的最佳封裝應該具有最低的寄生參數和熱阻，與此同時
，滿足特定的要求。

最優化工作條件

利用Maple計算軟件，為學習和掌握電源電路中諸如MOSFET這樣的物理現象提供了非常激動人心和有效的工具。根據上述討論，我們可以說
，開關頻率、門極驅動、電源輸入電壓以及電路的布局布線等基本選擇極大地影響MOSFET開關器件的損耗以及整體轉換效率。這些選擇必須做到以最小化這些損耗。