中心議題：

• 電源的臨界導電模式工作
• 增強電源設計中PFC段性能的方法

解決方案：

• 零電流檢測
• 極高輸入線路時的不精確零電流檢測
• 改善高線路工作的簡單調整方法

大da多duo數shu的de現xian代dai電dian源yuan都dou要yao求qiu從cong輸shu入ru線xian路lu所suo吸xi收shou的de電dian流liu包bao含han諧xie波bo含han量liang。實shi際ji上shang，規gui範fan標biao準zhun要yao求qiu線xian路lu電dian流liu接jie近jin正zheng弦xian波bo形xing，而er且qie相xiang位wei與yu線xian路lu電dian壓ya同tong相xiang。為wei此ci
，通tong常chang在zai橋qiao電dian路lu與yu大da電dian容rong之zhi間jian插cha入ru所suo謂wei的dePFC預穩壓器。這個中間段設計輸出恒定的直流電壓，同時從輸入線路吸收正弦電流。PFC段duan通tong常chang采cai用yong升sheng壓ya配pei置zhi，要yao求qiu輸shu出chu電dian壓ya比bi線xian路lu可ke能neng最zui高gao的de電dian壓ya電dian平ping都dou要yao高gao。這zhe就jiu是shi為wei什shen麼me歐ou洲zhou或huo是shi通tong用yong主zhu電dian源yuan輸shu入ru條tiao件jian下xia輸shu出chu穩wen壓ya電dian平ping普pu遍bian設she定ding在zai約yue390V的原因。

對於較低功率的應用而言，臨界導電模式(CrM)(也稱作邊界
、邊界線甚至是瞬態導電模式)通常是首選的控製技術。本文將說明解決這種問題的方法。PFC段一個更加常見的問題是通常發生在啟動時的大電流過衝

，而不論采用的是何種控製技術。

臨界導電模式工作

臨界導電模式(CrM)工作是低功率應用中最常見的解決方案。這種控製方法可以采用可變頻率控製原理來描述特征，即電感電流先上升至所需線路電流的2倍，然後下降至零
，接著再上升至正電流，期間沒有死區時間(dead-time)，如圖1所示。這種控製方法需要電路精確地檢測電感的磁芯複位。

圖1 臨界導電模式工作

零電流檢測

確(que)定(ding)退(tui)磁(ci)完(wan)成(cheng)的(de)常(chang)見(jian)解(jie)決(jue)方(fang)案(an)在(zai)於(yu)感(gan)測(ce)電(dian)感(gan)電(dian)壓(ya)，更(geng)具(ju)體(ti)地(di)說(shuo)
，就(jiu)是(shi)檢(jian)測(ce)電(dian)感(gan)電(dian)壓(ya)何(he)時(shi)降(jiang)至(zhi)零(ling)。監(jian)測(ce)線(xian)圈(quan)電(dian)壓(ya)並(bing)非(fei)經(jing)濟(ji)的(de)解(jie)決(jue)方(fang)案(an)。相(xiang)反(fan)，這(zhe)升(sheng)壓(ya)電(dian)感(gan)與(yu)小(xiao)型(xing)繞(rao)組(zu)相(xiang)關(guan)，這(zhe)繞(rao)組(zu)(稱作“零電壓檢測器”或ZCD繞組)提供了電感電壓的一個縮小版本，能夠用於控製器上
，如圖2所示。ZCD繞組采用耦合形式，因而它在MOSFET導電時間(反激配置)期間呈現出負電壓，如圖3中所示。這繞組提供：
VAUX=-NVIN
，當MOSFET導通時;
VAUX=N(VOUT-VIN)，當MOSFET開路時。
其中，N是輔助繞組與主繞組之間的匝數比。

圖2 NCP1607驅動的應用段典型應用示意圖

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當ZCD電壓(VAUX)開始下降時線圈電流會達到零。許多CrM控製器內部比較VAUX與接近0V的ZCD參考電壓，檢測出下降沿，並準時啟動下一個驅動信號。為了實現強固的工作，應用了磁滯機製
，並實際上產生較高的(upper)閾值(VAUX上升時有效)及較低的(lower)閾值(VAUX下降時有效)。出於不同原因(如安森美半導體NCP1607 PFC控製器中的ZCD引腳的多功能性)，在大多數商用器件中這些閾值都相對較高(在1V及2V之間)。

例如，NCP1607數據表中可以發現下述的ZCD閾值規範(引腳5是監測ZCD信號的電路)。
Vpin5上升：最低值為2.1V，典型值為2.3V，最大值為2.5V;
Vpin5下降：最低值為1.5V

，典型值為1.6V，最大值為1.8V。

要恰當地檢測零電流
，VAUX信號必須高於較高的閾值。

圖3 波形

極高輸入線路時的不精確零電流檢測

圖4及圖5顯示出在高線路時會麵對的一個問題。VAUX電壓在退磁相位期間較小，而這時Vin較高
，因為VAUX與輸出輸入電壓差成正比VAUX=N(VOUT-VIN)。此外，如圖4所示
，輸入電壓在開關頻率呈現出交流含量。因此
，VAUX波形並不平坦，相反，它還包含紋波。在低線路時，這紋波可以忽略不計。在高線路時，VAUX幅度在退磁相位期間較小。因此
，這些振蕩可能大到足以導致過早檢測電感磁芯複位。事實上，如圖4和圖5所示的那樣，零電流檢測的精度降低了。

圖4 不精確零電流檢測導致的不穩定性

圖5 連續導電模式工作

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圖4顯示出現不穩定性問題時高輸入線路(正弦波頂端，此處Vin約為380V)下的VAUX電壓。我們可以看到MOSFET關閉時，VAUX電壓輕微躍升至高於ZCD閾值。由於其大紋波的緣故，在退磁相位期間
，VAUX電壓首先增加，然後下降。由於在某些開關周期的末段VAUX接近ZCD閾值，這VAUX電壓下降導致零電壓比較器在電感磁芯完全複位前就翻轉(trip)。圖5證實了這一論斷。有時，升壓二極管仍在導電時，PFC段開始新的周期。這個現象主要導致線路電流失真(見紅色跡線)

、功率因數退化
，並可能有一些頻率處在人耳可聽到的噪聲。

改善高線路工作的簡單調整方法

如圖6所示，在VCC與引腳5(ZCD引腳)之間布設一顆電阻，能夠減輕或抑製這個現象。這樣一來，ZCD引腳上就產生了偏置。

圖6 ZCD引腳上的調整

在測試的應用中，VCC為15V，且Rzcd=68kΩ。在VCC與引腳5之間增加一顆電阻Roff=680kΩ
，就改變了施加在引腳5(ZCD引腳)上的電壓。退磁相位期間ZCD引腳上施加的實際VAUX電壓就變為：
(1)

然後
，施加在引腳5上的電壓就偏置。事實上，這就像是VAUX電壓與減小了1.36V的ZCD閾值比較。這樣一來，新的實際ZCD閾值就是：
Vpin5上升：最低值為0.74V
，典型值為0.94V,最大值為1.14V;
Vpin5下降：最低值為0.14V，典型值為0.24V,最大值為0.44V。

這些降低的ZCD閾值增加了ZCD的精度，並能抑製CCM工作，在相同條件下獲得的波特圖(見圖7)就證實了這一點。

圖7 調整改善器件工作

必須注意，Vpin5下降(我們的案例中是1.5V)時，偏置必須保持在低於ZCD最低閾值。這是為了確保新的實際ZCD閾值(Vpin5下降時) 保持高於0V。否則，係統可能難於檢測磁芯複位並因此啟動新的開關序列。出於這個目的
，應當考慮到VCC的變化。
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啟動時的大過衝

PFC段從輸入線路正弦波電壓源吸收正弦電流
，因此，它們為負載提供僅匹配平均需求的方波正弦功率。輸出電容(大電容)“吸收”實際提供的功率與負載消耗的功率之差值。

• 饋送給負載的功率低於需求時，輸出電容放電
  ，補償功率差額。
• 提供的功率超過負載功耗時，輸出電容充電，存儲多餘的能量。

因此，輸出電壓呈現出輸入線路頻率2倍的低頻交流含量。不利的是，PFC電流整形(current-shaping)方法均基於控製信號無紋波的假設。否則，就不能夠優化功率因數
，因為輸入線路電流重新複製了控製信號失真。這就是眾所周知的PFC電路動態性能差的原因。它們的穩壓環路帶寬設得極低，從而抑製100Hz或120Hz紋波
，否則輸出電壓就會注入這紋波。

由於係統極慢，PFC段遭受陡峭的負載或輸入電壓變化時，會在大電容上呈現出大的過衝(over-shoot)或欠衝(under-shoot)。啟動序列就是這些瞬態中的一種，能夠產生大的電壓過應力(over-stress)。

圖8 輸出電壓紋波

圖9展示能在啟動相位期間觀察到的那類過衝。這波特圖是使用由NCP1607驅動、負載是下行轉換器的PFC段獲得的。

圖9 啟動相位期間的過衝

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承受啟動過衝

yingyongruanqidongshijianxiaoguochongdeyizhongziranxuanze。raner，shejirenyuansuoxuanzedekongzhiqibingbubixujuyouzhegegongnengtexing。ciwai，congdingyilaikan，zhezhonggongnengjianhuanleqidongsudu，erzhebingfeizongshikeyijieshou。

另外一種簡單的選擇涉及在反饋感測電阻分壓器處增加一個電容，如圖10所示。在這個圖中，我們假定感測網絡中上部的電阻分割為兩個電阻
，而電容Cfb並聯連接在其中一個電阻的兩端。

圖10 小幅調整反饋網絡

如果控製電路中嵌入了傳統的誤差放大器
，讓我們分析電容Cfb的影響。在穩態
，Cfb改變了傳遞函數。通過檢測，我們立即注意到它增加了：

處於下述頻率的一個零點：
(2)

處於下述頻率的一個極點：
(3)

控製器集成了傳導誤差放大器(OTA)時，情況就有點不同。這是因為反饋引腳(誤差放大器的反相輸入)不再是虛接地(virtual ground)。因此
，電阻分壓器中下部位置的電阻(RfbL)影響了極點頻率的表達式。實際上，采用OTA時：
(4)

然而，PFC輸出電壓的穩壓電平通常處於390V範圍，而控製器參考電壓處在少數幾伏的範圍。因此

，與(RfbU1+RfbU2)相比，RfbL極小;如果RfbU1與RfbU2處在相同範圍，或如果RfbU1小於RfbU2
，我們就可以考慮：RfbL=RfbU2。事實上，設計人員基於這些考慮因素
，能夠得出近似Cfb產生的極點頻率，即：
(5)

最後，兩種配置中都獲得相同的極點。

這些條件(RfbU1≈RfbU2)或(RfbU1≤RfbU2)並非限製性條件。相反
，滿足這些條件是明智之舉
，因為RfbU1兩端的電壓及相應的Cfb兩端的電壓取決於RfbU1值與(RfbU1+RfbU2+RfbL)總電阻值的相對比較關係。這就是為什麼它們是現實可行的原因。

如果RfbU1與RfbU2這兩個電阻擁有類似阻值
，
(6)

如果RfbL=RfbU2：
(7)
最後，如果與RfbU2相比RfbU1極小，我們就獲得在控製至輸出傳遞函數中抵消(cancel)的極點和零點。這樣，增加Cfb就對環路和交越頻率沒有影響。如果RfbU1與RfbU2處在相同範圍，低頻增益就略微增加
，交越頻率就以跟fp與fz的相同比率增加。事實上，特別是在RfbL=RfbU2時，這個增加的電容並不會大幅改變PFC段的動態性能。

然而，在啟動相位期間
，這個電容發揮重要作用。當輸出電壓上升時，Cfb電容也充電。Cfb充電電流增加到反饋電流中，所以穩壓電平臨時降低。這增加的電流與Cfb電容值成正比，並取決於輸出電壓的陡峭度
，因此，在輸出電壓快速充電時，這個影響更引人注目。
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實際驗證

在應用中已經測試了調整方法
，反饋網絡如下所示：
RfbU1≈RfbU2=470kΩ
RfbL=6.2kΩ

電阻RfbU1兩端放置了一個100nF電容。它必須是一種高壓電容，因為若我們假定輸出電壓最大值為450V，它兩端的電壓可能達到223V。作為一項經驗法則(rule of the thumb)
，我們選擇了100nF電容值，這樣
，在觀測到過衝時，時間常數(RfbU1Cfb)就處在啟動時間的範圍之內。

圖11比較沒有時的啟動序列(左圖)與有Cfb時的啟動相位(右圖)。這些波特圖清楚顯示電容的影響。Cfb充電電流人為地增加了輸出電壓(即圖中的Vbulk)充電期間的反饋電流，導致預期的控製信號(Vcontrol)放電。因此就沒有觀測到輸出電壓過衝。我們可進一步指明
，啟動時間未受明顯影響。

圖11 有Cfb(左圖)及沒有Cfb(右圖)時的啟動特性

圖12顯示了沒有Cfb時(左圖)及有Cfb時(右圖)PFC段對突兀的負載改變(120W階躍)的響應。我們的案例中(RfbU1=RfbU2)，Cfb產生並不會相互抵消的額外極點及額外零點，且輕微改變環路特性。然而
，最重要的是
，采用Cfb還是改善了響應，因為較大的輸出偏差(Output deviation)使這些負載階躍類似於啟動瞬態。因此，Cfb在這裏同樣幫助控製電路出現預料中的所期望的電平恢複。

圖12 沒有Cfb時(左圖)及有Cfb時(右圖)PFC段對負載階躍變化的響應

結論

本文討論了如何解決PFC段經常會麵對的兩個問題。首先
，在CrMyingyongzhong，lingdianliujiancezaigaoshuruxianlushijingdubugao
，erdangshuruxianludianyafeichangjiejinshuchudianyashi，kenenghuichuxianmouxiebuxuyaodelianxudaodianmoshizhouqi，daozhiyixiegonglvyinshutuihua，jikenengchuxianyixierenerketingdaodezaosheng。nenggoushiyongyikejiandandedianzulaigaishanzhegongneng。qici，zaiqidongxulieqijian，PFC段duan也ye可ke能neng呈cheng現xian出chu過guo大da的de過guo衝chong。可ke以yi在zai反fan饋kui感gan測ce網wang絡luo中zhong放fang置zhi一yi顆ke電dian容rong來lai限xian製zhi或huo抑yi製zhi這zhe過guo應ying力li。即ji便bian是shi在zai電dian源yuan設she計ji的de極ji晚wan階jie段duan
，這zhe兩liang種zhong調tiao整zheng方fang法fa都dou易yi於yu實shi施shi。