中心議題：

• 針對同步整流進行優化的功率MOSFET
• 同步整流的功耗計算
• 開關上的有害電壓尖刺

解決方案：

• 溝槽柵結構MOSFET優化同步整流方案
• 減小開關上的有害電壓尖刺措施

從cong拓tuo撲pu的de角jiao度du來lai看kan，同tong步bu整zheng流liu器qi的de傳chuan導dao損sun耗hao和he開kai關guan損sun耗hao都dou更geng低di
，能neng夠gou提ti高gao這zhe些xie轉zhuan換huan級ji的de效xiao率lv，因yin而er是shi開kai關guan模mo式shi電dian源yuan次ci級ji端duan的de基ji本ben構gou建jian模mo塊kuai，在zai服fu務wu器qi電dian源yuan或huo電dian信xin整zheng流liu器qi等deng低di壓ya及ji大da電dian流liu應ying用yong中zhong非fei常chang流liu行xing。如ru圖tu1所示，它取代了肖特基整流器
，可使電壓降變得更小。從器件角度來看，過去十年中，功率MOSFET晶體管的進展巨大
，催生出了新穎的拓撲和高功率密度電源。20世紀早期平麵技術問世之後

，中低電壓MOSFET迅速被開發出來，利用溝槽柵技術來大幅提高性能。溝槽柵MOSFETshizhongdidianyadianyuanyingyongdeshouxuangonglvqijian，qibayigezhajijiegouqianrudaojingxinshikezaiqijianjiegoushangdegoucaoquyuzhong。zhezhongxinjishukeyitigaogoucaomidu，bingwuxuJFET阻抗元件
，因此能夠使特征導通阻抗降低30%左右。當MOSFET的導通阻抗與漏極電流的乘積小於二極管正向電壓降時，同步整流的能量損耗降低。

圖1 二極管整流和同步整流

不(bu)過(guo)，在(zai)同(tong)步(bu)整(zheng)流(liu)方(fang)麵(mian)
，低(di)導(dao)通(tong)阻(zu)抗(kang)並(bing)非(fei)電(dian)源(yuan)開(kai)關(guan)的(de)唯(wei)一(yi)要(yao)求(qiu)。為(wei)了(le)降(jiang)低(di)驅(qu)動(dong)損(sun)耗(hao)
，這(zhe)些(xie)器(qi)件(jian)的(de)柵(zha)極(ji)電(dian)荷(he)也(ye)應(ying)該(gai)很(hen)小(xiao)。軟(ruan)體(ti)二(er)極(ji)管(guan)的(de)反(fan)向(xiang)恢(hui)複(fu)特(te)性(xing)有(you)助(zhu)於(yu)削(xue)弱(ruo)電(dian)壓(ya)尖(jian)刺(ci)的(de)峰(feng)值(zhi)，從(cong)而(er)降(jiang)低(di)緩(huan)衝(chong)電(dian)路(lu)損(sun)耗(hao)。另(ling)外(wai)
，還(hai)有(you)輸(shu)出(chu)電(dian)荷(he)QOSS和反向恢複電荷Qrr造成的開關損耗。因此

，中低壓MOSFET的關鍵參數
，如RDS(ON)

、QG
、QOSS
、Qrr和反向恢複特性
，直接影響到同步整流係統的效率。被稱為PowerTrench MOSFET的新型中壓功率MOSFET

，則針對同步整流進行了高度優化，可為服務器電源或電信整流器提供更高的效率和功率密度。

針對同步整流進行優化的功率MOSFET

在開關模式電源中，RDS(ON)×QG FOM（品質因數）一般被視為衡量MOSFET性能的唯一重要的指標。因此
，已經開發出數項提高RDS(ON)×QG FOM的新技術。雖然這些年來MOSFET技術和單元結構經曆了巨大的革新
，但MOSFET垂直單元結構大致仍可分為三類：平麵型
、溝槽型和橫向型。在這三類結構中，溝槽柵MOSFET已成為BVDSS<200V的高性能分立式功率MOSFET的主流。這主要是因為這種器件不僅特征導通阻抗特別低，而且能夠在BVDSS範圍內獲得出色的RDS(ON)×QG品質因數（FOM）。

溝槽柵結構可以大幅減小溝槽阻抗（Rchannel）和JFET阻抗（RJFET）
，而對低壓MOSFET（BVDSS<200V）來說，JFET阻抗正是造成導通阻抗的主要原因。溝槽結構能夠提供最短的漏-源電流路徑（垂直）
，以此降低RDS(ON)，利用這種醒目的優勢，無需任何JFET夾斷效應（pinch-off effect）即可提高單元密度。每個區域的相關阻抗所占的百分比差異很大
，取決於具體的設計與BVDSS。盡管降低傳導損耗必需要降低RDS(ON)，但必須考慮到更高的FOM，對現有最優化結構的溝槽深度和寬度進行權衡折衷。標準溝槽單元常常有一些變體設計
，旨在保持低阻抗，同時提高FOM。圖2所示的傳統溝槽柵結構通過增加溝槽的寬/長比來獲得更低的導通阻抗。為了提高開關性能，增大CGS/CGD比
，隨之業界又開發出了在溝槽底部生長一層厚氧化層的技術，如圖3所示。

         圖2 傳統溝槽柵MOSFET           圖3 底部有厚氧化層的溝槽MOSFET

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這種方案不僅有助於減小柵-漏疊加電容CGD
，還能改善漂移區阻抗。此外，它也有利於降低導通阻抗與柵極電荷
，因為現在可以一方麵通過薄柵極氧化層來獲得更低的Vth與導通阻抗

，同時又還可以在溝槽底部采用加厚氧化層以獲得最低的CGD。haiyouyizhongjishujiushicaiyongdianhepinghenghuochaojijieqijianjiegou。tazuichushizhenduigaoyaqijiankaifade，xianzaiyekeyongyudiyaqijian。liyongdianhepinghengfangan
，keyizaipiaoyiquhuodeliangweidianheouhe，yinernenggouzaipiaoyiqucaiyonggenggaodechanzanongdu，zuizhongjiangdipiaoyizukang。xiangbiqiandaijishu
，zhezhongxinxingzhongyagonglvMOSFET不僅在特征阻抗方麵有大幅度改進，同時其原本相當出色的開關特性也得到進一步提高。
 

圖4 增加了屏蔽電極的溝槽MOSFET

除了RDS(ON)和QG之外，同步整流結構中的其它參數，如體二極管反向恢複、內部柵極阻抗以及MOSFET的輸出電荷（QOSS），現在也變得更具相關性。在開關頻率和輸出電流較高時，這些損耗元件的重要性便更為明顯。飛兆半導體的中壓MOSFET產品現在開始針對二極管反向恢複以及輸出電容的最小化進行優化。

同步整流的功耗

電源開關的主要功耗是傳導損耗和開關損耗。此外還有輸出電容引起的電容性損耗

、漏電流造成的關斷狀態（off-state）損耗、反向恢複損耗和驅動損耗。在高壓大功率應用中，這些損耗常常被忽略
；而對於數瓦的應用
，眾所周知電容性損耗可能高達總功耗的50%以yi上shang。必bi須xu注zhu意yi的de一yi點dian是shi
，漏lou電dian流liu超chao標biao的de不bu合he格ge器qi件jian可ke能neng導dao致zhi熱re耗hao散san故gu障zhang，尤you其qi是shi在zai環huan境jing溫wen度du高gao的de情qing況kuang下xia


，然ran而er這zhe是shi很hen常chang見jian的de事shi。在zai低di壓ya應ying用yong中zhong，驅qu動dong損sun耗hao可ke占zhan總zong功gong耗hao的de很hen大da部bu分fen，因yin為wei相xiang比bi高gao壓ya開kai關guan，低di壓ya開kai關guan的de傳chuan導dao損sun耗hao非fei常chang小xiao。在zai輕qing負fu載zai條tiao件jian下xia，傳chuan導dao損sun耗hao極ji小xiao，驅qu動dong損sun耗hao更geng為wei重zhong要yao。隨sui著zhe電dian腦nao節jie能neng拯zheng救jiu氣qi候hou行xing動dong（Climate Savers Computing Initiative）等新的效率規範的推出，驅動損耗成為輕載效率的關鍵因素。驅動損耗可通過下式求得。

        公式1

開關頻率和柵極驅動電壓屬於設計參數，而柵極電荷值則由數據手冊提供。同步整流與二極管整流器的一個不同之處是，MOSFET是一種雙向器件。圖5顯示了一般情況下，在傳導期間從源極到漏極流經MOSFET溝(gou)槽(cao)的(de)電(dian)流(liu)，以(yi)及(ji)在(zai)死(si)區(qu)時(shi)間(jian)內(nei)流(liu)經(jing)體(ti)二(er)極(ji)管(guan)的(de)電(dian)流(liu)。由(you)於(yu)同(tong)步(bu)整(zheng)流(liu)中(zhong)，體(ti)二(er)極(ji)管(guan)的(de)導(dao)通(tong)先(xian)於(yu)柵(zha)極(ji)導(dao)通(tong)，故(gu)同(tong)步(bu)開(kai)關(guan)可(ke)以(yi)采(cai)用(yong)零(ling)電(dian)壓(ya)開(kai)關(guan)技(ji)術(shu)。由(you)於(yu)同(tong)步(bu)整(zheng)流(liu)中(zhong)
，軟(ruan)開(kai)關(guan)在(zai)開(kai)關(guan)導(dao)通(tong)和(he)關(guan)斷(duan)瞬(shun)間(jian)工(gong)作(zuo)，dVds/vt為零。因此，CGD（因dVds/dt）的電容性電流也為零。

圖5 同步整流中功率MOSFET的波形

鑒於這種順序，應該謹慎選擇式1中的柵極電荷值。由於導通瞬間同步開關上無電壓，這時不會發生“米勒效應”。因此，得到的柵極電荷值近似等於總柵極電荷QG減去柵極電荷的柵漏極部分QGD。不過，這仍然是對驅動損耗的樂觀估計
，實際中
，同步開關的柵極電荷值並不等於簡單的QG-QGD估算值，這是因為在同步整流中

，漏極和源極之間存在一個負偏壓，而數據手冊中的QG和QGD是利用正偏壓測得的。而且，Vth以下的QSYNC曲線類似於Vth以上的斜線，因為同步整流中
，零電壓開關期間這兩個區域的漏源電壓都為零。同步整流的柵極電荷QSYNC可利用圖6所示的簡單電路，並在Q1和Q2上加載適當的驅動信號來測得。

圖6 QSYNC的測量

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利用已知的電阻值，可通過下式求得QSYNC，這樣就可以更準確地估算出柵極驅動功耗。同步整流中，QSYNC較小，器件的性能也較好。如圖7所示，同步整流的功率MOSFFET的柵-源電壓上無平坦區。

        公式2

圖7 QSYNC的定義

在同步整流中，要降低QSYNC，CGS(Ciss-Crss)是更加關鍵的因數。如圖8所示，由於設計優化，相比4.5毫歐的競爭產品
，3.6毫歐PowerTrench MOSFET的CGS大幅度減小。如表1所示，相比4.5毫歐和3.0毫歐的競爭器件

，3.6毫歐PowerTrench MOSFET的QSYNC分別降低了22%和59%。圖9對柵極驅動電壓為10V，開關頻率為100kHz的27V同步整流級的驅動損耗和傳導損耗之比進行了計算和比較。這裏有兩個同步開關，在10%的負載條件下，3.0毫歐競爭產品的驅動損耗是傳導損耗的兩倍。

圖8 100V柵-源電容/3.6毫歐PowerTrench MOSFET與競爭產品的比較

表1：DUT的關鍵規格比較

圖9 不同輸出負載條件下
，損耗比(驅動損耗/傳導損耗)的比較

數據手冊上規定的二極管反向恢複時間（Trr）和反向恢複電荷（Qrr）一般用於正向開關損耗的計算。在利用數據手冊上的Qrr值來計算損耗時
，須注意一點：體二極管的反向恢複電流是許多參數的函數
，比如正向電流IF、反向恢複diF/dt、DC總線電壓和結溫Tj
，其中任何一個參數的增加都會導致Qrr的提高。數據手冊上的條件通常比典型的轉換器工作條件低。由於開關轉換器需盡可能快地對功率MOSFET進行轉換
，邊緣速率
，如diF/dt，可能比數據手冊上的條件快10倍之多，從而使同步整流的Qrr大大增加。

輸出電荷Qoss和反向恢複電荷Qrr在關斷開關的同時也造成損耗。因此，Coss和Qrr產生的功耗可通過下式求得。

           公式3
            公式4
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開關上的電壓尖刺

把ba有you害hai電dian壓ya尖jian刺ci降jiang至zhi最zui小xiao的de一yi般ban原yuan則ze是shi采cai用yong短duan而er厚hou的de電dian路lu板ban以yi及ji最zui小xiao的de電dian流liu回hui路lu。然ran而er
，由you於yu尺chi寸cun和he成cheng本ben的de限xian製zhi，做zuo到dao這zhe些xie並bing不bu容rong易yi。有you時shi，設she計ji人ren員yuan必bi需xu考kao慮lv到dao機ji械xie結jie構gou的de問wen題ti，如ru散san熱re器qi和he風feng扇shan；有you時shi鑒jian於yu成cheng本ben限xian製zhi因yin素su
，不bu得de不bu使shi用yong單dan麵mian印yin製zhi電dian路lu板ban。緩huan衝chong電dian路lu可ke作zuo為wei一yi種zhong可ke行xing的de替ti代dai方fang案an，用yong來lai在zai最zui大da額e定ding漏lou源yuan電dian壓ya範fan圍wei內nei管guan理li電dian壓ya尖jian刺ci。這zhe種zhong情qing況kuang下xia，額e外wai的de功gong耗hao是shi無wu法fa避bi免mian的de。此ci外wai，輕qing載zai下xia緩huan衝chong電dian路lu本ben身shen產chan生sheng的de功gong耗hao也ye不bu可ke忽hu視shi。除chu了le電dian路lu板ban參can數shu之zhi外wai
，器qi件jian的de特te性xing也ye對dui電dian壓ya尖jian刺ci電dian平ping有you影ying響xiang。在zai同tong步bu整zheng流liu中zhong
，一yi個ge主zhu要yao的de器qi件jian相xiang關guan參can數shu是shi反fan向xiang恢hui複fu期qi間jian的de體ti二er極ji管guan軟ruan度du因yin子zi（softness）。基本上，二極管的反向恢複特性是由設計決定的。有好幾個控製輸入對反向恢複產生影響，如結溫
、di/dt和正向電流水平。但是，當條件固定時，二極管總是表現出相同的行為。因此
，器件的評估結果對評測係統的運作情況非常有用。圖10所示為兩個不同器件（但有極其相似的額定值）的反向恢複波形。

圖10 不同軟度因子的反向恢複波形

在反向恢複電流波形中，從零到峰值反向電流的這段時間被稱為ta。tb則定義為從峰值回到零的時間。軟度因子定義為tb/ta。一個軟器件的軟度因子大於1，而當其軟度因子小於1時，該器件被認為是“snappy（活躍的）”。從圖10可看出
，反向恢複期間snappy二極管的峰值電壓較大。當所有條件都相同時
，snappy二極管的電壓尖刺總是比較高，因此會在緩衝電路中造成額外的損耗。輕載條件下，這一點可能比把導通阻抗RDS(on)減小1毫歐還要來得重要。圖11所示為諧振頻率為400kHz的500W PSFB DC-DC轉換器中軟器件與snappy器件的工作波形。軟器件的峰值電壓比snappy器件的小10%，從而可使緩衝電路的功耗降低30%，係統效率提高0.5%。盡管軟器件的RDS(on)比snappy器件的要高25%
，但在20%負載條件下
，二者的效率分別為94.81%與94.29%。滿載下兩個器件的效率相同。

圖11 500W PSFB DC-DC轉換器中功率MOSFET的峰值漏-源電壓，軟器件（左），snappy器件（右）ruantierjiguandelingyigeyoudianshitanenggoushiyongedingjichuandianyajiaodideqijian。youyudanweimianjidedaotongzukangyujichuandianyachengbili
，gutahainengjiangdichuandaosunhao。

總結

為同步整流創建更高效的電源開關
，低RDS(on)不是唯一的要求。隨著輕載效率的重要性增強
，柵極驅動損耗和緩衝電路損耗變為十分重要的損耗因素。因此，低QSYNC和軟二極管成為獲得更高同步整流效率的至關重要的特性。不過，RDS(ON)仍然是應用的關鍵參數。圖12所示為帶同步整流的800W PSFB中，在不同負載和不同器件條件下
，不同元件的相關功耗。由於在10%負載條件下的驅動損耗和輸出電容性損耗更低，3.6毫歐PowerTrench MOSFET的總功耗比3.0毫歐競爭產品減小43%。此外，3.6毫歐PowerTrench MOSFET的功耗主要源於滿負載條件下的傳導損耗
，因此其功耗比4.7毫歐競爭產品的更低。從圖12總結的損耗分析可明顯看出，由於3.6毫歐PowerTrench MOSFET進行了設計優化
，故可以大幅降低滿載和輕載條件下的功耗。

圖12 800W同步整流電路的損耗分析

飛兆半導體已推出新的PowerTrench功率MOSFET係列。這些器件兼具更小的QSYNCHheruanfanxianghuifuguyoutierjiguanxingnengjikuaisukaiguandengyoushi
，zhizairangzhengliuyingyongshixiangenggaodexiaolv。youyuzhajidianheheshuchudianrongcunchunengliangdejianshao
，kaiguanxiaolvdeyitigao，qudongheshuchudianrongxingsunhaodeyijiangdi。PowerTrench MOSFET的這些優點可幫助設計人員顯著提高係統效率。