SerDes的整個模型可以簡單表示為圖1所示。其中經過串化後的數字信號流，經過TX Driver轉化為NRZ編碼的波形發送到TX輸出端
，經過信道傳輸
，被RX前端采樣和比較
，解碼得到正確的數據。模型上就是從{dk}到y(t)的過程。

 

圖1 

 

其中數字信號表示為{dk}
，這裏為方便敘述，dk取值歸一化為±1，分別代表邏輯“1”和“0”。其轉化關係為是線性的。同樣將TX輸出y(t)歸一化為±1的波形如圖2。可以將TX的單位衝激響應Φ(t)看做是一個窗函數rect，也就是一個零階保持器（Zero-order Hold，ZOH）。Tx Driver就通過ZOH完成了離散信號到連續信號的轉換。

 

如圖2，經過ZOH連續化的NRZ編碼信號，可以分解為1UI寬度的幅度為±1的脈衝信號了。

 

圖2 

 

從信號與係統中
，我們知道，滿足采樣定理的原始信號經過采樣後
，為了重建（reconstruction）原始信號，需要對采樣信號在頻域加理想窗函數rect。

 

如圖3
，rect和sinc函數是一對傅裏葉變換對。頻域窗函數rect其時域則是sinc函數。這種理想信號重建方式
，實際上
，比較難以實現。

 

ZOH作為最簡單的離散信號連續化手段，其對應的頻域是個sinc函數。可以看到，頻域sinc函數衰減了高頻成分，雖然無法完全消除。但因其時域的實現方式簡單容易，而廣泛應用。

 

圖3 

 

在TX的信號轉化模型中，我們可以看到，將離散非周期信號{dk}轉化為連續非周期信號y(t)，采用的是ZOH的零階保持。對應的頻譜從連續周期變化為連續非周期。這是因為表示ZOH的矩形窗函數rect在頻域是連續非周期的sinc函數。過程如圖4，也就是頻域經過sinc函數整形。

 

圖4

 

小結

    

總結一下，就是TX發送端完成了離散數字信號的連續化。

 

對於一定的信道，隨著SerDes的(de)數(shu)據(ju)速(su)率(lv)越(yue)來(lai)越(yue)高(gao)，數(shu)據(ju)傳(chuan)輸(shu)到(dao)接(jie)收(shou)端(duan)時(shi)，已(yi)經(jing)比(bi)較(jiao)難(nan)以(yi)分(fen)辨(bian)了(le)
，接(jie)收(shou)端(duan)會(hui)得(de)到(dao)大(da)量(liang)的(de)錯(cuo)誤(wu)數(shu)據(ju)。至(zhi)於(yu)信(xin)道(dao)模(mo)型(xing)，基(ji)本(ben)都(dou)是(shi)等(deng)效(xiao)為(wei)我(wo)們(men)先(xian)前(qian)聊(liao)過(guo)的(de)傳(chuan)輸(shu)線(xian)。圖(tu)5給出幾個不同長度FR4板材的傳輸線特性
，主要是插入損耗S21隨頻率的變化曲線。

 

圖5

 

可ke以yi看kan到dao在zai設she計ji的de比bi較jiao好hao的de信xin道dao時shi，其qi損sun耗hao和he頻pin率lv的de關guan係xi相xiang對dui比bi較jiao線xian性xing。信xin道dao對dui不bu同tong頻pin率lv成cheng分fen的de衰shuai減jian量liang是shi不bu一yi致zhi的de。而er實shi際ji信xin號hao的de頻pin率lv會hui比bi較jiao豐feng富fu。這zhe會hui導dao致zhi信xin號hao有you比bi較jiao嚴yan重zhong的de碼ma間jian幹gan擾rao（後邊具體說明）。

 

因此需要在接收端RX
，采cai用yong不bu同tong的de均jun衡heng手shou段duan，來lai降jiang低di信xin道dao的de低di通tong頻pin率lv特te性xing的de影ying響xiang，但dan為wei應ying對dui更geng大da的de信xin道dao衰shuai減jian，在zai更geng高gao的de數shu據ju率lv下xia，也ye需xu要yao在zai發fa送song端duan集ji成cheng均jun衡heng方fang案an。這zhe種zhong均jun衡heng方fang式shi常chang稱cheng為wei前qian饋kui均jun衡heng（Feed-Forward Equalization，FFE）。利用的是數字信號處理中最常見的有限長度衝激響應（Finite Impulse Response）濾波器。

 

那麼對於SerDes的發送端均衡，我們要考慮的FIR就必須具有高通特性，以此來提前補償一定程度的信道損耗。

 

至於具體的FIR實現上，需要分析FIR的補償量，階數。同時綜合考慮應用場景特性
，發送端電路實現和用戶的易用性等因素。圖6給出了個簡單的2階3-tap結構的FIR例子。

 

圖6 

 

其中3個tap的係數就是設計參數
，盡管我們已經確定需要FIR的頻域特性是高通特性。但考慮到電路實現時（特別是功耗這一點上），就有兩種不同的FIR的兩均衡方式，分別稱之為預加重（Pre-emphasis）和去加重(De-emphasis)。其歸一化頻域特性和離散時域表達式如圖7所示。

 

圖7 

 

看到預加重和去加重的典型區別是
，在多檔可調均衡量設計中
，是否具有恒定的最大輸出擺幅（也就是fixed peak swing）。比如說去加重就是典型的fixed Vpk。而預加重的最大輸出幅度和加重量相關。表現為圖7中歸一化奈奎斯特頻率是否恒定。

 

加重量的計算可以直觀從圖7表達式看到。DC頻率幅度和奈奎斯特頻率幅度比值取對數坐標即可。

 

可以這麼理解，去加重方式主要是降低中低頻分量，保持高頻分量恒定；而預加重主要是保持低頻恒定，增加中高頻分量。給定圖7所示係數C0=0.1,C2=0.2，一個典型的去加重和預加重波形如圖8所示。

 

圖8

 

如果說發送端在無均衡模式下
，隻能看做1bit的D/A轉化器，那麼包含FFE均衡的發送端就是多bit的ADC了。在實際的實現過程中，無論是電壓型的SST結構和電流型的CML結構。都可以采用了多份疊加的實際思路，如圖9的示意圖。

 

圖9

 

那麼現在還剩下一個問題就是FIR的係數怎麼確定
，為什麼c0和c2要取負值。回答這個問題前，我們先了解下信道的脈衝響應。

 

如圖10所示。10Gbps數據率下
，對應圖5不同損耗的單位脈衝響應。可以看到隨著損耗的增加，響應信號最大幅度逐漸減小
，並表現出了越來越嚴重（幅度和持續時間）的“拖尾”
，這就是我們常說的碼間幹擾（ISI）。

 

圖10

 

可見在需要長距離傳輸時（通常損耗量和長度正相關）

，為保持信號盡可能的小的衰減
，就需要使用更好材質的傳輸線，或更進一步使用光纖傳輸。

 

為了更形象的理解ISI的幹擾作用，圖11和圖12給出了更進一步的說明。

 

圖11是一個典型的信道輸入信號的脈衝分解。這裏脈衝初值給了0（對應實際的發送器輸出為idle態，也就是共模）。之後是“1111101”的脈衝。將該輸入送給圖10中具有-14.4dB@5GHz的信道。

 

圖11

 

圖12是輸出結果波形。信道通常是LTI係統，可以看到8個相隔為1UI=100ps的脈衝響應。還有一些疊加信號，黃色是僅前3個+脈衝的疊加結果，藍色為前6個+脈衝的疊加，紅色為前6個+脈衝加第7個-脈衝的疊加結果
，黑色為全部8個脈衝的疊加結果。

 

圖12

 

從圖12比較明顯地觀察到，前6個+脈衝和第8個+脈衝的影響
，導致第7個-脈衝的幅度裕量（和0電壓比較）很小了。如果再加上噪聲和其他幹擾，比較容易導致RX端判斷錯誤。下邊量化一下ISI的影響。

 

圖13給出-14.4dB@5GHz信道的脈衝響應，包括前標（pre_cursor）、主標（main_cursor）和後標（post_cursor）的具體量值。這些標量在計算經過信道後眼圖的“眼高”時有重要指導意義。

 

比如圖13中給出了出現最小眼高的Case。一般是在出現連續多個UI的邏輯“0”(或“1”)之後，緊接著出現邏輯“10”(或“01”)

，或者相反的情況（圖12例子）。

 

圖13

 

需要注意的worst case眼高值y的計算公式。當然實際上眼高和數據密切相關，比如我們在用PRBS7和PRBS15等進行仿真時，可以明顯看到PRBS7的眼高就比PRBS15的更大一些。這裏邊就是因為PRBS7碼型最多出現7個連續的邏輯“0”或者“1”。導致計算式中post_cursor的和偏小。worst case的“眼高”估計
，是RX端設計的重要參考指標。

 

最後就是FIR係數計算方式
，一種是迫零法（Zero Force）
，另一種是最小均方誤差（Minimum Mean Square Error，MMSE）。

 

限於篇幅
，這裏給一個迫零法的簡單說明。這裏利用圖13中給出的14.4dB的脈衝響應
，計算一下實現圖6和7中3-tap結構FIR。可以看到FIR係數的計算就是利用脈衝響應構成的矩陣運算，其中P是無前後標的理想脈衝響應[0 1 0]
，歸一化後可以得到係數的計算結果。

 

圖14

 

MMSE不不強迫後標都是零值，而是使所有後標的總能量最小。是一種比迫零法更好的方法。

 

說明

    

需要說明的是，在我們FIR的實現中，可以隻用Pre-cursor C0(C2=0)或者Post_cursor C2(C0=0)進行均衡加重，也可以兩者都用，區別表現在TX輸出的幅度穩態值個數不同。

 

最後再放一張包含了同時包含Pre-cursor去加重和post-cursor去加重量的發送端眼圖。可以在圖15的眼圖上看到約6個穩態幅度量。分別代表了高中低等頻率分量。

 

圖15

 

到了最後還是不得不說一下TX端(duan)均(jun)衡(heng)的(de)局(ju)限(xian)性(xing)，最(zui)主(zhu)要(yao)的(de)就(jiu)是(shi)發(fa)送(song)器(qi)的(de)均(jun)衡(heng)程(cheng)度(du)很(hen)難(nan)做(zuo)好(hao)根(gen)據(ju)應(ying)用(yong)場(chang)景(jing)的(de)自(zi)適(shi)應(ying)調(tiao)節(jie)。一(yi)般(ban)都(dou)是(shi)留(liu)一(yi)些(xie)可(ke)調(tiao)整(zheng)的(de)檔(dang)位(wei)供(gong)用(yong)戶(hu)選(xuan)擇(ze)。但(dan)這(zhe)不(bu)妨(fang)礙(ai)TX端的均衡能夠進一步提高SerDes的過channel能力
，提高串口的性能。總之
，屬於錦上添花的feature。

 

 

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