在信號鏈中運用采樣保持放大器 (THA)
，可以從根本上擴展帶寬，使其遠遠超出ADC采樣帶寬，滿足苛刻高帶寬的應用的需求。本文將證明，針對RF市場開發的最新轉換器前增加一個THA
，便可實現超過10 GHz帶寬。

 

 

GSPS轉換器是當下熱門，其優勢在於既能縮短RF信號鏈


，又能在FPGA中創建更多資源結構以供使用，例如：減少前端的下變頻以及後級的數字下變頻器 (DDC)。但相當多的應用仍然需要高頻率的原始模擬帶寬 (BW)
，其遠遠超出了RF轉換器所能實現的水平。在此類應用中，特別是在國防與儀器儀表行業（無線基礎設施也一樣），仍然有將帶寬完全擴展到10 GHz或以上的需求，覆蓋範圍超出C波段，越來越多的應用需要覆蓋到X波段。隨著高速ADC技術的進步
，人們對GHz區域內高速精確地分辨超高中頻 (IF) 的需求也在提高，基帶奈奎斯特域已超過1 GHz並迅速攀升。這一說法到本文發表的時候可能即已過時，因為這方麵的發展非常迅猛。

 

這帶來了兩大挑戰：一個是轉換器設計本身，另一個是將信號耦合到轉換器的前端設計，例如放大器、巴倫和PCB設計。轉換器性能越出色，就對前端信號質量要求更高。越來越多的應用要求使用分辨率在8到14位的高速GSPS轉換器，然而前端的信號質量成為了瓶頸—係統的短板決定了整個項目的指標。

 

本文定義的寬帶是指使用大於數百MHz的信號帶寬，其頻率範圍為DC附近至5 GHz-10 GHz區域。本文將討論寬帶THA或有源采樣網絡的使用，目的是實現直至無窮大的帶寬（抱歉，現在還沒有玩具總動員表情符號可用），並著重介紹其背景理論，該理論支持擴展RF ADC的帶寬，而RF ADC單憑自身可能沒有此能力。最後，本文將說明一些考慮因素和優化技術，以幫助設計人員實現超寬帶應用切實可行的寬帶解決方案。

 

 

對於雷達
、儀器儀表和通信應用，高GSPS轉換器應用得非常廣泛
，因為它能提供更寬的頻譜以擴展係統頻率範圍。然而，更寬的頻譜對ADC本身的內部采樣保持器提出了更多挑戰

，因為它通常未針對超寬帶操作進行優化，而且ADC一般帶寬有限，在這些更高模擬帶寬區域中其高頻線性度/SFDR會下降。

 

因此，在ADC前麵使用單獨的THA來拓展模擬帶寬成為了一個理想的解決方案
，如此便可在某一精確時刻對頻率非常高的模擬/RF輸入信號進行采樣。該過程通過一個低抖動采樣器實現信號采樣
，並在更寬帶寬範圍內降低了ADC的動態線性度要求，因為采樣率RF模數轉換過程中保持不變。

 

這種方案帶來的好處顯而易見：模擬輸入帶寬從根本上得以擴展

，高頻線性度顯著改善，並且與單獨的RF ADC性能相比，THA-ADC組件的高頻SNR得到改進。

 

 

ADI的THA係列產品可以在18 GHz帶寬範圍內提供精密信號采樣
，在DC至超過10 GHz的輸入頻率範圍內具有9到10位線性度、1.05 mV噪聲和< 70 fs的隨機孔徑抖動性能。該器件可以4 GSPS工作，動態範圍損失極小，具體型號包括HMC661 和 HMC1061。這些跟蹤保持 放大器可用於擴展高速模數轉換和信號采集係統的帶寬和/或高頻線性度。

 

以單級THA HMC661為例
，產生的輸出由兩段組成。在輸出波形（正差分時鍾電壓）的(de)采(cai)樣(yang)模(mo)式(shi)間(jian)隔(ge)中(zhong)
，器(qi)件(jian)成(cheng)為(wei)一(yi)個(ge)單(dan)位(wei)增(zeng)益(yi)放(fang)大(da)器(qi)，在(zai)輸(shu)入(ru)帶(dai)寬(kuan)和(he)輸(shu)出(chu)放(fang)大(da)器(qi)帶(dai)寬(kuan)的(de)約(yue)束(shu)下(xia)，它(ta)將(jiang)輸(shu)入(ru)信(xin)號(hao)複(fu)製(zhi)到(dao)輸(shu)出(chu)級(ji)。在(zai)正(zheng)時(shi)鍾(zhong)到(dao)負(fu)時(shi)鍾(zhong)躍(yue)遷(qian)時(shi)，器(qi)件(jian)以(yi)非(fei)常(chang)窄(zhai)的(de)采(cai)樣(yang)時(shi)間(jian)孔(kong)徑(jing)對(dui)輸(shu)入(ru)信(xin)號(hao)采(cai)樣(yang)，並(bing)且(qie)在(zai)負(fu)時(shi)鍾(zhong)間(jian)隔(ge)內(nei)，將(jiang)輸(shu)出(chu)保(bao)持(chi)在(zai)一(yi)個(ge)相(xiang)對(dui)恒(heng)定(ding)的(de)代(dai)表(biao)采(cai)樣(yang)時(shi)刻(ke)信(xin)號(hao)的(de)值(zhi)。配(pei)合(he)ADC進行前端采樣時，常常優先使用單級器件（ADI 同時法布裏了兩級THA 的型號HMC1061），原因是多數高速ADC已經在內部集成一個THA
，其帶寬通常要小得多。因此，在ADC之前增加一個THA便構成一個複合雙級組件（或一個三級組件，如果使用的是雙級HMC1061），THA在(zai)轉(zhuan)換(huan)器(qi)前(qian)麵(mian)。采(cai)用(yong)同(tong)等(deng)技(ji)術(shu)和(he)設(she)計(ji)時(shi)
，單(dan)級(ji)器(qi)件(jian)的(de)線(xian)性(xing)度(du)和(he)噪(zao)聲(sheng)性(xing)能(neng)通(tong)常(chang)優(you)於(yu)雙(shuang)級(ji)器(qi)件(jian)，原(yuan)因(yin)是(shi)單(dan)級(ji)器(qi)件(jian)的(de)級(ji)數(shu)更(geng)少(shao)。所(suo)以(yi)，單(dan)級(ji)器(qi)件(jian)常(chang)常(chang)是(shi)配(pei)合(he)高(gao)速(su)ADC進行前端采樣的最佳選擇。

 

圖1. 采樣保持拓撲結構：(1a) 單列，(1b) 雙列。

 

 

開發采樣保持器和ADC信號鏈的最困難任務之一，是在THA捕獲采樣事件的時刻與應將其移到ADC上以對該事件重新采樣的時刻之 間設置適當的時序延遲。設置兩個高效采樣係統之間的理想時間差的過程被稱為延遲映射。

 

在電路板上完成該過程可能冗長乏味
，因為紙麵分析可能不會考慮PCB板上時鍾走線傳播間隔造成的相應延遲，內部器件組延遲，ADC孔徑延遲，以及將時鍾分為兩個不同段所涉及到的相關電路（一條時鍾走線用於THA，另一條時鍾走線用於ADC）。設置THA和ADC之間延遲的一種方法是使用可變延遲線。這些器件可以是有源或無源的
，目的是正確對準THA采樣過程的時間並將其交給ADC進行采樣。這保證了ADC對THA輸出波形的穩定保持模式部分進行采樣，從而準確表示輸入信號。

 

如圖2所示， HMC856 可用來啟動該延遲。它是一款5位QFN封裝
，90 ps的固有延遲
，步進為3 ps或25ps 
，32位的高速延時器。它的缺點是要設定/遍曆每個延遲設置。要使能新的延遲設置

，HMC856上的每個位/引腳都需要拉至負電壓。因此
，通過焊接下拉電阻在32種組合中找到最佳延遲設置會是一項繁瑣的任務

，為了解決這個問題
，ADI使用串行控製的SPST開關和板外微處理器來幫助更快完成延遲設置過程。

 

圖2. 延遲映射電路。

 

為了獲得最佳延遲設置
，將一個信號施加於THA和ADC組合，該信號應在ADC帶寬範圍之外。本例中
，我們選擇一個約10 GHz的信號，並施加-6 dBFS的電平（在FFT顯示屏上捕獲）。延遲設置現在以二 進製步進方式掃描
，信號的電平和頻率保持恒定。在掃描過程中顯示並捕獲FFT
，收集每個延遲設置對應的基波功率和無雜散動態範圍 (SFDR) 數值。

 

結果如圖3a所示，基波功率、SFDR和SNR將隨所應用的每個設置而變化。如圖所示
，當把采樣位置放在更好的地方（THA將樣本送至ADC的過程之中）時，基波功率將處於最高水平
，而SFDR應處於最佳性能（即最低）。圖3b為延遲映射掃描的放大視圖，延遲設定點為671，即延遲應該保持固定於此窗口/位置。請記住，延遲映射程序僅對係統的相關采樣頻率有效
，如果設計需要不同的采樣時鍾，則需要重新掃描。本例中，采樣頻率為4 GHz，這是該信號鏈中使用的THA器件的最高采樣頻率。

 

圖3a. 每個延遲設置上信號幅度和SFDR性能的映射結果。

 

圖3b. 每個延遲設置上信號幅度和SFDR性能的映射結果（放大）。

 

 

首先，如果應用的關鍵目標是處理10 GHz的帶寬，我們顯然應考慮RF方式。請注意，ADC仍然是電壓型器件，不會考慮功率。這種情況下，"匹配"這個詞應該謹慎使用。我們發現，讓一個轉換器前端在每個頻率都與100 MSPS轉換器匹配幾乎是不可能的；高頻率帶寬的RF ADC不會有太大的不同，但挑戰依舊。術語"匹配"應表示在前端設計中能產生最佳結果的優化。這是一個無所不包的術語
，其中
，輸入阻抗、交流性能 (SNR/SFDR)、信號驅動強度或輸入驅動
、帶寬以及通帶平坦度
，這些指標都能產生該特定應用的最佳結果。

 

最zui終zhong
，這zhe些xie參can數shu共gong同tong定ding義yi了le係xi統tong應ying用yong的de匹pi配pei性xing能neng。開kai始shi寬kuan帶dai前qian端duan設she計ji時shi，布bu局ju可ke能neng是shi關guan鍵jian

，同tong時shi應ying當dang最zui大da限xian度du地di減jian少shao器qi件jian數shu量liang
，以yi降jiang低di兩liang個ge相xiang鄰linIC之zhi間jian的de損sun耗hao。為wei了le達da到dao最zui佳jia性xing能neng，這zhe兩liang方fang麵mian均jun非fei常chang重zhong要yao。將jiang模mo擬ni輸shu入ru網wang絡luo連lian接jie在zai一yi起qi時shi務wu必bi小xiao心xin。走zou線xian長chang度du以yi及ji匹pi配pei是shi最zui重zhong要yao的de
，還hai應ying盡jin量liang減jian少shao過guo孔kong數shu量liang，如ru圖tu4所示。

 

圖4. THA和ADC布局。

 

信號通過差分模式連接到THA輸入（我們同時是也提供單端射頻信號輸入的參考設計鏈路），形xing成cheng單dan一yi前qian端duan網wang絡luo。為wei了le最zui大da限xian度du地di減jian少shao過guo孔kong數shu量liang和he總zong長chang度du
，我wo們men在zai這zhe裏li特te別bie小xiao心xin，讓rang過guo孔kong不bu經jing過guo這zhe兩liang條tiao模mo擬ni輸shu入ru路lu徑jing，並bing且qie幫bang助zhu抵di消xiao走zou線xian連lian接jie中zhong的de任ren何he線xian腳jiao。

 

最終的設計相當簡單，隻需要注意幾點，如圖5所示。所使用的0.01 F電容是寬帶類型，有助於在較寬頻率範圍內保持阻抗平坦。典型的成品型0.1 F電容無法提供平坦的阻抗響應，通常會在通帶平坦度響應中引起較多紋波。THA輸出端和ADC輸入端的5和10串聯電阻
，有助於減少THA輸出的峰化，並最大限度地降低ADC自身內部采樣電容網絡的殘餘電荷注入造成的失真。然而，這些值需要謹慎地選擇
，否則會增加信號衰減並迫使THA提高驅動強度，或者設計可能無法利用ADC的全部量程。

 

最後討論差分分流端接。當將兩個或更多轉換器連接在一起時，這點至關重要。通常，輕型負載（例如輸入端有1 k負載）有助於保持線性並牽製混響頻率。分流器的120 分流負載也有此作用，但會產生更多實際負載
，本例中為50 ，這正是THA希望看到並進行優化的負載。

 

圖5. THA和ADC前端網絡及信號鏈。

 

現在看結果！檢查圖6中的信噪比或SNR
，可以看出在15 GHz範圍上可以實現8位的ENOB（有效位數）。這是相當不錯的
，想想對於相同性能的13 GHz示波器，您可能支付了12萬美元。當頻率向L、S
、C和X波段移動時，集成帶寬（即噪聲）和抖動限製開始變得顯著，因此我們看到性能出現滾降。

 

還應注意，為了保持THA和ADC之間的電平恒定，ADC的滿量程輸入通過SPI寄存器內部更改為1.0 V p-p。這有助於將THA保持在線性區域內
，因為其最大輸出為1.0 V p-p差分。

 

圖6. –6 dBFS時的SNRFS/SFDR性能結果。

 

同時顯示了線性度結果或SFRD。這裏
，到8 GHz為止的線性度超過50 dBc，到10 GHz為止的線性度超過40 dBc。為在如此寬的頻率範圍上達到最佳線性度，此處的設計利用 AD9689模擬輸入緩衝電流設置特性進行了優化（通過SPI控製寄存器）。

 

圖7顯示了通帶平坦度
，證明在RF ADC之前增加一個THA可以實現 10 GHz的帶寬，從而充分擴展AD9689的模擬帶寬。

 

圖7. THA和ADC網絡及信號鏈—帶寬結果。

 

 

對於那些需要在多GHz模擬帶寬上實現最佳性能的應用，THA幾乎是必不可少的，至少目前是如此！RF ADC正在迅速趕上。很容易明白

，在對較寬帶寬進行采樣以覆蓋多個目標頻帶時，GSPS轉換器在理論上具有易用性優勢，可以消除前端RF帶上的一個或多個向下混頻級。但是，實現更高範圍的帶寬可能會帶來設計挑戰和維護問題。

 

在係統中使用THA時
，應確保采樣點的位置在THA和ADC之(zhi)間(jian)進(jin)行(xing)了(le)優(you)化(hua)。使(shi)用(yong)本(ben)文(wen)所(suo)述(shu)的(de)延(yan)遲(chi)映(ying)射(she)程(cheng)序(xu)將(jiang)產(chan)生(sheng)總(zong)體(ti)上(shang)最(zui)佳(jia)的(de)性(xing)能(neng)結(jie)果(guo)。了(le)解(jie)程(cheng)序(xu)是(shi)乏(fa)味(wei)的(de)
，但(dan)是(shi)非(fei)常(chang)重(zhong)要(yao)。最(zui)後(hou)應(ying)記(ji)住(zhu)，匹(pi)配(pei)前(qian)端(duan)實(shi)際(ji)上(shang)意(yi)味(wei)在(zai)應(ying)用(yong)的(de)給(gei)定(ding)一(yi)組(zu)性(xing)能(neng)需(xu)求(qiu)下(xia)實(shi)現(xian)最(zui)佳(jia)性(xing)能(neng)。在(zai)X波段頻率進行采樣時，樂高式方法（簡單地將50 阻抗模塊連接在一起）可能不是最好的方法。






推薦閱讀：
解決電力不足的方法--超級電容 
用於高性能、成本敏感型應用的低側電流感 
村田新增引線型片狀多層陶瓷電容器 
揭秘電容器的基本特性與十大電容優缺點 
詳細解析電流采樣電路的設計