在USB適配器、手機充電器以及係統偏置電源等大量低功耗應用中
，低成本準諧振/非連續模式反激式轉換器是常見選擇（圖1）。這類轉換器設計效率高，成本極低。因此為什麼不考慮在自己的設計中使用雙極性節點晶體管(BJT)呢？

　　

這樣做有兩個非常有說服力的理由：一個是BJT的成本遠遠低於FET；另一個是BJT的電壓等級比FET高得多。這有助於設計人員降低鉗位電路和/或緩衝器電路的電氣應力與功耗。使用BJT的唯一問題是許多工程師已經習慣於FET，或是在他們的電源轉換器中從來不將BJT用作主開關(QA)。本文將探討如何估算/計算在非連續/準諧振模式反激式轉換器中使用的NPNBJT的損耗。

圖1：離線高電壓BJT適配器反激電路

　　

在深入探討計算BJT損耗的方法之前，需要對雙極性晶體管模型做一個基本了解。一個雙極性晶體管的最簡單形式是一個電流控製型電流汲/開關。基極(B)輸入可控製從集電極(C)流向發射極(E)的電流。圖2是NPNBJT的概念和原理圖。該器件摻雜有兩個被P（正電荷原子）摻質區隔開的N（負電荷原子）半導體區。基極與P材料相連，而發射極和集電極則分別連接至晶體管的兩個N區域。

圖2：BJT半導體(a)和原理圖符號(b)

　　

基極發射極結點的功能與二極管類似。在基極發射極結點施加正電壓，會吸引N材料（與發射極(E)連接）的自由電子。這些自由電子遷移到P材料中後，會造成N材料的自由電子匱乏。N材料中的自由電子匱乏會從偏置電源（與基極和發射極相連）的負端吸引電子
，形成完整電路允許電流通過。B節點和E結點的負偏置會導致多餘電子從P材料中吸引出來。這會斷開電路
，阻止電流流動，就像對二極管進行反向偏置一樣。

　　

zaijijifashejijiedianchuyuzhengxiangpianzhi，erjidianjizhifashejilujingweipianzhishi，zhekedakaihongliuzhaji
，yunxudianliuliudong。lianjiezhijidianjidezhengpianzhihuixiyinziyoudianziliuxiangjidianjiduan，zaiN材料中形成電子匱乏。這可吸引來自基極的電子
，將其耗盡在N材料中。現在電流就可流經集電極和發射極的耗盡層
，形成完整電路。集電極電流(IC)的數量可能會比基極電流(IB)多好幾個數量級。IC與IB之間的比值一般稱為晶體管的DC電流增益。在產品說明書中也可表達為Beta(β)或hFE。注意
，在晶體管產品說明書中，該比值在特定條件下給出

，可能會有明顯的變化。

場效應晶體管(FET)是中間功耗範圍（30W到1KW）的熱門選擇，因為FET的傳導損耗普遍小於BJT的傳導損耗。但在偏置電源與適配器等15W至30W的低功耗應用中，開關電流較小。因此，BJT可用於發揮較低成本及較高電壓額定值的優勢。但這類器件並不完美，在設計過程中需要應對一些不足。

在使用FET時，柵極隻有在柵極電容充放電時才傳導電流。在基極發射極結點處於正向偏置時，BJT一直都在傳導。此外，在關斷飽和BJT時，由於存儲電荷原因，有相當一部分集電極電流會從晶體管基極流出。這與FET不同，FET的柵極驅動器從來不會出現FETdeloujidianliu。zhejiangweifanjishikongzhiqidejijiqudongqidailaigengduoyingli。zaiweicileishejixuanzefanjishikongzhiqishi，yingquebaoqikekongzhihequdongshipeiqiyingyongzhongdeBJT。UCC28722反激式控製器經過專門設計
，可控製將BJT用作主開關的準諧振/非連續反激式轉換器。該反激式控製器的驅動器電路詳見圖3。

圖3：控製器基極驅動器內部電路

　　

要計算此類低功耗反激式應用中BJT的功耗情況，需要基本了解BJT的波形（圖4）。注意，BJT集電極電壓(VC)、集電極電流(IC)以及電流傳感電阻器電壓(VRCS)可被截斷5WUSB適配器。基極電流(IB)和輸出二極管電流(IDC)隻是畫出來表現對應的電流，可能不是實際量級。

圖4：準諧振反激式轉換器中BJT的開關波形

 

在t1時間段的起點，集電極電流為0。基極使用19mA的最小驅動電流(IDRV(MIN))驅動，該電流可逐步遞增至37mA的最大驅動電流(IDRV(MAX))。由於集電極電流是從0開kai始shi的de，因yin此ci在zai開kai關guan周zhou期qi的de起qi點dian為wei基ji極ji提ti供gong最zui大da驅qu動dong電dian流liu既ji沒mei必bi要yao
，也ye無wu效xiao率lv。開kai關guan保bao持chi導dao通tong，直zhi至zhi達da到dao最zui大da驅qu動dong電dian流liu為wei止zhi，該gai最zui大da驅qu動dong電dian流liu可ke通tong過guo控kong製zhi器qi控kong製zhi律lv確que定ding。初chu級ji電dian流liu通tong過guo電dian流liu傳chuan感gan電dian阻zu器qi(RCS)感應。在t1時間段內，變壓器(T1)通電，BJT驅動到飽和狀態。一旦在t1終點達到所需電流時，就可通過FET將BJT的基極拉低。此時，所有的集電極電流都將流出晶體管基極
，注入DRV控製器引腳(IDRV)。

　　

在t2時(shi)間(jian)段(duan)
，基(ji)極(ji)集(ji)電(dian)極(ji)結(jie)點(dian)進(jin)入(ru)反(fan)向(xiang)恢(hui)複(fu)
，晶(jing)體(ti)管(guan)保(bao)持(chi)導(dao)通(tong)，直(zhi)至(zhi)基(ji)極(ji)電(dian)流(liu)消(xiao)耗(hao)到(dao)大(da)約(yue)集(ji)電(dian)極(ji)電(dian)流(liu)的(de)一(yi)半(ban)。注(zhu)意(yi)，該(gai)時(shi)間(jian)段(duan)集(ji)電(dian)極(ji)電(dian)流(liu)與(yu)發(fa)射(she)極(ji)電(dian)流(liu)之(zhi)差(cha)即(ji)為(wei)流(liu)經(jing)晶(jing)體(ti)管(guan)基(ji)極(ji)的(de)電(dian)流(liu)。晶(jing)體(ti)管(guan)保(bao)持(chi)導(dao)通(tong)，集(ji)電(dian)極(ji)電(dian)流(liu)的(de)量(liang)級(ji)大(da)致(zhi)保(bao)持(chi)不(bu)變(bian)。該(gai)時(shi)間(jian)段(duan)也(ye)稱(cheng)為(wei)BJT存儲時間(tS)
，可在器件的產品說明書上查到。

　　

存儲時間結束


、t3開始時，晶體管開始關斷。在這個時間段內，晶體管PNlianggejiediandoujinrulefanxianghuifu。zaijingtiguanguanduan，jidianjidianliujianghaojinshi，jijihefashejigongxiangjidianjidianliu。jidianjidianyazhujianshenggao，zhizhiqijianwanquanguanduan。dangBJT完全關斷時
，集電極電壓達到最大值。該電壓是輸入電壓、變壓器反射輸出電壓以及變壓器漏電感造成的峰值電壓之和。

　　

在t4時間段內，能量不僅提供給二次繞組
，而且二極管DG開始傳導，從而可為輸出提供能量。當變壓器的能量耗盡時，集電極電壓開始圍向接地。該電壓可通過輔助繞組的匝數比(NA/NP)傳感。當控製器觀察到變壓器失電，就可增加t5延遲來實現穀值開關。注意，圖4zhongdeboxingzhishiyigejietu，cishizhuanhuanqigongzuozaijinlinjiechuandaozhuangtaixia，zhengzaijinxingguzhikaiguan。kongzhiqibujinketiaojiechujidianliudepinlvhefudu，erqiehaikequdongzhuanhuanqijinrufeilianxumoshi，congerkekongzhizhankongbi。zhexiezhuanhuanqidezuidazhankongbifashengzaizhuanhuanqigongzuozaishejishedingdejinlinjiechuandaozhuangtaixiashi。

　　

估算BJT中傳導及開關損耗的計算方法與二極管類似。基極、fashejihejidianjibaohedianyakeandianchijinxingjianmo，yuerjiguanzhengxiangdianyaleisi。pingjundianliukeyonglaigusuanpingjunchuandaosunhao。zaibenyingyongzhong，jisuanzhongshejidesuoyoudianliujunweisanjiaoxinghuotixing。pingjunjisuanbujinshiyongjibenjiheyuanli，erqiehaiyouqingchudejilu。zhuyaochabiezaiyuBJT具有電荷存儲延遲(tS)。BJT晶體管的基極需要在器件開始關斷之前
，移除一定數量的存儲電荷(QS)。這就需要知道如何計算PN結點的反向恢複電荷(QR)。反向恢複電荷是指讓半導體器件停止傳導所需的反向電荷數量。

　　

為了計算BJT開關(QA)的損耗


，我們來看看使用NPN晶體管（工作在115VRMS輸入下）的5WUSB反激式轉換器。詳細規範見表1。峰值集電極電流(IC(PK)通過控製器限製為360mA
，轉換器最高頻率(fMAX)按設計限製在70KHz。在115VRMS輸入的滿負載情況下

，該轉換器的平均開關頻率(fAVG)為56KHz。根據最低輸入電壓
，轉換器設計采用的最大占空比(DMAX)為52%。在該輸入條件下，最高集電極電壓(VC(MAX))為250V。

　　

估算晶體管損耗，需要估算圖4中所示的各個時間段。t1時間段是最大占空比的時長，對於本設計示例而言大約是7.4us。

集電極反向恢複電荷(Qr)數量可用來估算開關損耗時間段t3。根據BJT產品說明書，參數Qr的計算結果為36nC。

我們通過評估5W設計，將時間估算準確性與實際時間進行了對比。

　　

測量到的t1時間是6.5us

，比估算結果低2.4%。存儲時間是660ns（t2=ts），大約比估算值低11%。測得的集電極上升時間(t3=tR)是210ns
，大約比估算值高5%。根據t1到t3的測量時間計算出的功耗PQA增大到了544mW，比估算功耗高4.6%。注意這些計算依據的是產品說明書的平均存儲時間和反向恢複時間。實際時間將隨製造、工藝和工作條件的不同而不同。為了安全起見，設計人員應為其總體BJT損耗估算值增加20%的裕度。