shengyadianyuangongyingqichangyonglaijiangdidianyashuruzhuanhuanchengjiaogaodianya，dansuizhedianyuangongyingdegonglvxuqiuzengjia
，tamensuowufachengshoudedianliuyingliyekenengchuxian。benwenshuomingjiaocuoshishengyajishuruhedafujianshaodianluyingli，bingduizhezhongxinfangfahechuantongdeshengyazhuanhuanqijinxingfenxibijiao。

zaidanxiangweidianyuangongyingzhong
，shuruheshuchudianrongdelianbodianliudouhenda，womenjiangzhengmingshuangxiangweijishukedafudejiangdilianbo。zhiyudianyuangongyingqideqitaguigexuqiuzerubiao1所列。這個電源供應器必須承受電磁線圈啟動和關閉時出現的大電流突波，同時維持高輸出電壓精確度
；除此之外，轉換效率也很重要，它能將功耗減至最少

，並將溫升限製在可接受的範圍內。37V和7A的輸出代表超過250W的負載功耗，就算轉換效率達到91%
，電源供應仍有25W的功耗散逸，因此需要安裝多個散熱片。另外，雖然這篇文章並未特別說明，但是電源供應器的體積和成本也很重要。

架構

表2是標準的單相位升壓轉換器以及交錯式（或雙相位）升壓轉換器的線路。在單相位設計中
，閘極驅動電壓會加在FET Q1，使得電晶體的汲極電壓，也就是電路的切換點（switching node）
，被下拉至地電位
，此時輸入電壓會跨接在電感L1的兩端，導致電流開始上升；在這段期間內，早已充滿電力的輸出電容C2必須獨自供應負載所需之電流。等到Q1停止導通時，L1為了繼續維持電流流動

，其兩端的電壓極性會立刻反轉
，使得切換點的電壓高於輸入電壓
，此時二極體D1進入順向偏壓狀態，輸入電源開始對輸出電容C2重新充電，並且供應負載所需的電流。

圖題：交錯式升壓技術如何大幅減少電路應力

由於電感器的伏秒乘積在這兩種開關狀態下必須保持相等，也就是ton×Vin必須等於toff×Voff
，因此電感的逆向電壓就成為FET導通時間
，或是負載週期的函數；改變開關的負載週期就能控製輸出電壓的大小，其值可由Vout =Vin/（1-d）簡單公式計算。此公式隻在連續導通模式（continuous conduction mode）中有效，而該模式的定義則是電感電流在所有時間都為正值。

如表2所示，在雙相位升壓電路中，每個相位的工作方式都很像前述的單相位升壓轉換器。這兩個轉換器會以反相180度的方式動作
，使得輸入和輸出電容的漣波電流互相抵消
；藉(ji)由(you)這(zhe)種(zhong)方(fang)式(shi)，設(she)計(ji)人(ren)員(yuan)就(jiu)能(neng)選(xuan)擇(ze)性(xing)地(di)減(jian)少(shao)零(ling)件(jian)數(shu)目(mu)，或(huo)者(zhe)使(shi)用(yong)與(yu)單(dan)相(xiang)位(wei)設(she)計(ji)相(xiang)同(tong)的(de)零(ling)件(jian)數(shu)目(mu)，但(dan)是(shi)提(ti)高(gao)電(dian)路(lu)的(de)工(gong)作(zuo)效(xiao)能(neng)。交(jiao)錯(cuo)式(shi)升(sheng)壓(ya)設(she)計(ji)會(hui)強(qiang)迫(po)兩(liang)個(ge)功(gong)率(lv)級(ji)共(gong)同(tong)提(ti)供(gong)輸(shu)出(chu)電(dian)流(liu)
，使(shi)得(de)電(dian)源(yuan)輸(shu)出(chu)由(you)它(ta)們(men)平(ping)均(jun)分(fen)擔(dan)；另一方麵，如果工程師不採用這種設計
，其中一個功率級的電流輸出就會遠大於另一個功率級，使得塬有的漣波消除優點化為烏有。

交錯式電路設計實務

表3是單相位升壓電路中，輸入電容C1的漣波電流，它的波形和電感電流的波形完全相同，隻是不含直流成份。從中可以看出Q1導通時，電流會朝正的方向逐漸增加
，負載週期比則約等於前述負載週期公式所定義的0.67。雙(shuang)相(xiang)位(wei)電(dian)路(lu)的(de)設(she)計(ji)理(li)念(nian)是(shi)讓(rang)工(gong)作(zuo)效(xiao)能(neng)達(da)到(dao)單(dan)相(xiang)位(wei)設(she)計(ji)的(de)水(shui)準(準)，同(tong)時(shi)減(jian)少(shao)所(suo)需(xu)的(de)功(gong)率(lv)零(ling)件(jian)數(shu)目(mu)。交(jiao)錯(cuo)式(shi)設(she)計(ji)可(ke)以(yi)減(jian)少(shao)輸(shu)入(ru)電(dian)容(rong)的(de)漣(lian)波(bo)電(dian)流(liu)
，此(ci)優(you)點(dian)可(ke)從(cong)表(biao)4看出，因為兩個功率級的動作相差180度du，所suo以yi它ta能neng將jiang漣lian波bo電dian流liu的de峰feng至zhi峰feng值zhi減jian少shao一yi半ban。由you於yu交jiao錯cuo式shi升sheng壓ya電dian路lu的de有you效xiao輸shu入ru漣lian波bo電dian流liu基ji本ben上shang就jiu等deng於yu單dan相xiang位wei設she計ji的de輸shu入ru漣lian波bo電dian流liu

，因yin此ci雙shuang相xiang位wei設she計ji的de個ge別bie相xiang位wei漣lian波bo電dian流liu可ke以yi是shi單dan相xiang位wei設she計ji的de兩liang倍bei。

在交錯式設計中，各個功率級的工作頻率和單相位設計完全相同
，都是100KHz
，但由於漣波抵消作用的影響，它的有效輸入和輸出漣波會變成200 KHz。因yin此ci在zai計ji算suan雙shuang相xiang位wei設she計ji的de電dian感gan值zhi時shi，使shi用yong的de頻pin率lv雖sui和he單dan相xiang位wei設she計ji完wan全quan相xiang同tong
，但dan所suo能neng允yun許xu的de漣lian波bo幅fu度du卻que會hui增zeng加jia一yi倍bei，使shi得de設she計ji所suo需xu的de電dian感gan值zhi得de以yi減jian少shao一yi半ban。值zhi得de注zhu意yi的de是shi，在zai雙shuang相xiang位wei設she計ji中zhong，輸shu入ru電dian容rong的de有you效xiao漣lian波bo電dian流liu大da約yue等deng於yu單dan相xiang位wei設she計ji
，因yin此ci這zhe兩liang種zhong設she計ji會hui使shi用yong同tong樣yang數shu量liang的de輸shu入ru電dian容rong。

就像輸入電容一樣，交錯式設計的輸出電容也能享受同樣的好處。表5是單相位設計的輸出電容漣波電流，當FET導通時，該電容會提供所有的輸出電流（- 7A，電流從C2流出）
；當FET截止時，會有相當於Iout×d/（1-d）
，也就是+14A的(de)電(dian)流(liu)流(liu)入(ru)輸(shu)出(chu)電(dian)容(rong)

，並(bing)對(dui)它(ta)進(jin)行(xing)重(zhong)新(xin)充(chong)電(dian)。電(dian)感(gan)的(de)斜(xie)率(lv)可(ke)由(you)波(bo)形(xing)上(shang)端(duan)看(kan)出(chu)，但(dan)它(ta)不(bu)會(hui)造(zao)成(cheng)總(zong)均(jun)方(fang)根(gen)值(zhi)電(dian)流(liu)增(zeng)加(jia)。若(ruo)設(she)計(ji)決(jue)定(ding)採(採)用(yong)鋁(lv)電(dian)解(jie)質(zhi)的(de)輸(shu)出(chu)電(dian)容(rong)，則(ze)由(you)於(yu)其(qi)電(dian)容(rong)值(zhi)遠(yuan)超(chao)過(guo)輸(shu)出(chu)漣(lian)波(bo)電(dian)壓(ya)的(de)要(yao)求(qiu)


，所(suo)以(yi)它(ta)們(men)的(de)數(shu)目(mu)將(jiang)由(you)個(ge)別(bie)漣(lian)波(bo)電(dian)流(liu)的(de)額(e)定(ding)值(zhi)決(jue)定(ding)。表(biao)5電流波形的均方根值約為Ipp×√（d×（1-d））

，在本設計中這等於10Arms。表8所示的單相位測試電路需要12個輸出電容，才能滿足總漣波電流的額定值要求。

表6是交錯式升壓設計中，個別輸出電容的電流值以及它們的總和

，在不考慮電感斜率的情形下，相位A和B的峰至峰電流振幅會等於單相位設計的一半
，這是因為其頻率和截止時間的負載週期都是單相位設計的兩倍。在表6中，綜合電流或總電流的均方根值為5Arms，因此設計隻需要半數的輸出電容
，就能讓電壓漣波等於單相位設計的電壓漣波。

表7是shi不bu同tong負fu載zai週週期qi下xia的de漣lian波bo電dian流liu抵di消xiao效xiao果guo，垂chui直zhi線xian則ze代dai表biao工gong作zuo點dian的de負fu載zai週週期qi，從cong中zhong可ke以yi看kan出chu在zai此ci負fu載zai週週期qi下xia，交jiao錯cuo式shi升sheng壓ya設she計ji的de均jun方fang根gen值zhi電dian流liu等deng於yu單dan相xiang位wei設she計ji的de一yi半ban。值zhi得de注zhu意yi的de是shi
，50%的負載週期可以提供完全抵消的效果
，使得輸出漣波電流等於零；另一方麵，輸出漣波電壓在該工作點上將變得非常小。

表8和表9是單相位和交錯式升壓轉換器的完整設計
，從單相位設計可以看出，它是利用一顆在電壓模式下工作的BiCMOS低功耗電流模式PWM控製器（TI 的UCC38C43）來同時驅動兩顆MOSFET電晶體—由於升壓功率級的電流很大，所以需要兩顆MOSFET。此(ci)處(chu)還(hai)使(shi)用(yong)一(yi)組(zu)蕭(xiao)特(te)基(ji)整(zheng)流(liu)器(qi)
，這(zhe)是(shi)因(yin)為(wei)將(jiang)電(dian)流(liu)分(fen)給(gei)兩(liang)個(ge)整(zheng)流(liu)器(qi)的(de)做(zuo)法(fa)並(bing)不(bu)實(shi)際(ji)。由(you)於(yu)升(sheng)壓(ya)轉(zhuan)換(huan)器(qi)無(wu)法(fa)在(zai)短(duan)路(lu)時(shi)限(xian)製(zhi)輸(shu)出(chu)電(dian)流(liu)的(de)大(da)小(xiao)，所(suo)以(yi)這(zhe)裡(裡)還(hai)使(shi)用(yong)TPS2490熱(re)插(cha)換(huan)控(kong)製(zhi)器(qi)和(he)過(guo)電(dian)流(liu)保(bao)護(hu)電(dian)路(lu)，我(wo)們(men)在(zai)實(shi)驗(yan)過(guo)程(cheng)中(zhong)發(fa)現(xian)這(zhe)種(zhong)設(she)計(ji)可(ke)於(yu)電(dian)流(liu)過(guo)大(da)時(shi)將(jiang)電(dian)流(liu)切(qie)斷(duan)。為(wei)了(le)將(jiang)溫(wen)度(du)升(sheng)幅(fu)保(bao)持(chi)在(zai)可(ke)接(jie)受(shou)範(範)圍(wei)內(nei)，我(wo)們(men)總(zong)共(gong)用(yong)了(le)3組散熱片。

表8的交錯式設計則使用UCC38220，它是內建可程式最大負載週期的雙通道交錯式PWM控製器

，可將電流均分給兩個功率級。為了感測電流大小
，設計使用了一個體積小而低成本的電流感測變壓器，並將它連接至Q5和Q7的汲極接腳。電流感測訊號首先會被濾波
，再送到UCC28220的電流感測輸入接腳，這顆元件會將電流平均分給兩個相位；由(you)於(yu)交(jiao)錯(cuo)式(shi)設(she)計(ji)的(de)電(dian)流(liu)是(shi)由(you)兩(liang)個(ge)相(xiang)位(wei)共(gong)同(tong)平(ping)分(fen)，所(suo)以(yi)設(she)計(ji)中(zhong)使(shi)用(yong)了(le)兩(liang)組(zu)蕭(xiao)特(te)基(ji)整(zheng)流(liu)器(qi)。電(dian)流(liu)的(de)降(jiang)低(di)讓(rang)二(er)極(ji)體(ti)不(bu)必(bi)再(zai)安(an)裝(zhuang)散(san)熱(re)片(pian)
，於(yu)是(shi)零(ling)件(jian)數(shu)目(mu)和(he)組(zu)裝(zhuang)成(cheng)本(ben)都(dou)會(hui)減(jian)少(shao)。

圖1是這兩種設計完成組裝後的電路，我們將其置於同一張電路板以方便比較。單相位設計（上半部）大約需要18平方英吋的電路板麵積，交錯式設計（下半部）則會佔用14平方英吋。

兩種設計的電路麵積差異主要來自輸入電感和輸出電容，單相位設計還需要第3組散熱片幫助輸出二極體散熱，交錯式設計的二極體則是透過所連接的電路板散熱。另外，如表11所示，交錯式設計因為使用較小的電感，所以最大高度會小於單相位設計。

設計的比較

為了比較這兩種設計

，我們執行了多項測試，包括轉換效率、輸入和輸出漣波電壓以及暫態負載效應；我們發現在絕大多數情形下，雙相位設計的表現都勝過單相位設計。

表10是這兩種設計的效率比較，它們都能達到91%的效率目標
，然而在最大負載條件下，雙相位設計的效率會高出2%
，雖然這看起來並不顯眼，但若比較兩種電源供應的熱功耗，就會發現其中差別很大。單相位設計會消耗23W的功率，雙相位設計隻有16W，這相當於將熱功耗減少3成
，因此顯然會對散熱片的選擇以及熱功耗設計造成影響。

在表10zhong，xiaolvquxiandexingzhuangyezhidezhuyi，tebieshidanxiangweishejidexiaolvquxian，tadezuidazhichuxianjiaozao，ranhoujiukaishikuaisuxiajiang
，zheshiyinweidaotongsunshijuzengsuochanshengdetexing。liangzhongshejidezhuyaoqubiezaiyudiangan、升壓二極體、輸出電容和電路板的功耗，表11比(bi)較(jiao)了(le)這(zhe)兩(liang)種(zhong)設(she)計(ji)對(dui)於(yu)電(dian)感(gan)規(gui)格(ge)和(he)效(xiao)能(neng)的(de)要(yao)求(qiu)。如(ru)前(qian)所(suo)述(shu)，雙(shuang)相(xiang)位(wei)設(she)計(ji)所(suo)需(xu)要(yao)的(de)電(dian)感(gan)值(zhi)遠(yuan)小(xiao)於(yu)單(dan)相(xiang)位(wei)設(she)計(ji)，每(mei)顆(ke)電(dian)感(gan)的(de)電(dian)流(liu)也(ye)隻(zhi)有(you)單(dan)相(xiang)位(wei)設(she)計(ji)的(de)一(yi)半(ban)。電(dian)感(gan)的(de)體(ti)積(ji)是(shi)由(you)其(qi)電(dian)能(neng)儲(chu)存(cun)需(xu)求(qiu)和(he)溫(wen)度(du)升(sheng)幅(fu)決(jue)定(ding)，電(dian)能(neng)儲(chu)存(cun)需(xu)求(qiu)可(ke)由(you)1/2 × L × I2計算，從表11可以發現單相位設計的儲存電能是雙相位設計的5倍。

這表示我們若要讓兩種電感的溫度升幅保持相同，單相位設計的電感就必須擁有5倍的體積。在這個範例中，我們認為與其保持同樣的能量密度，不如允許較大的溫度升幅；我們採用損耗較大的電感因而犧牲了單相位設計部份效率，這使得單相位設計大約多出5W的功耗。在這兩種設計的功耗差異中，約有1W來自於電容

，每顆輸出電容的漣波電流約會產生100mW的功耗
，單相位設計所需要的電容數目約比雙相位設計多出6顆。雙相位設計的功率級必須使用兩顆二極體，分別承擔總電流的一半，因此它們的電壓降較低，使得總功耗約減少1W。

表12shishuruheshuchudianyalianbodeliangcejieguo
，qizhongzuobianshidanxiangweishejideboxing，youbianzeshijiaocuoshishejideboxing。shangbanbushishuchulianbodedianyaboxing，womenkeyicongboxingkanchujixiangzhongdian。lianbodianyazhuyaoyoudiangandianliutongguoshuchudianrongdedengxiaochuanliandianzusuochansheng，youbiandeboxingxianshijiaocuoshishejihuitigaolianbodepinlv。zaizuobian，youyudanxiangweishejishiyongjiaodadedianganzhi，suoyilianbodedingduanxiandexiangdangpingtan，youbianboxingdexiajiangfudubijiaoda，yinweikaiguandianjingtijiezhidaotongshi
，diangandedianliuhuiyoujiaodafududebiandong。xiamiandeboxingyezhengmingruo採yongshuangxiangweisheji，shurulianbodianyadepinlvyehuibiandejiaogao。

表13是兩種設計的迴路增益—雖然它並不能算是一對一的比較。單相位設計使用電壓模式控製
，其缺點是必須補償兩個複數極點和一個右半麵零點（right half plane zero），因此設計隻能達到1 kHzde迴lupinkuan。shuangxiangweishejixuyaodianliugancelaishixianlianggexiangweizhijiandedianliupingheng，suoyidianliumoshikongzhideshizuobiandefeichangrongyi。dianliumoshikongzhidebuchangbijiaojiandan，yinweitazhiyouyigejidianheyigeyoubanmianlingdian，bingnengtigongjiangjin4kHz的較大頻寬。

表14是這兩種設計的時域效能，每種設計的負載都是由1～7個放大器推動，然後再量測輸出電壓。兩種設計都能達到±1%的負載穩壓精確度，但是單相位設計的表現略勝一籌
，因為它使用了較多的輸出電容。

縮小交錯式升壓設計的體積 可提升效率

和降壓穩壓器一樣，交錯式升壓設計的效能也勝過單相位設計，例如從表15即可看出
，交錯式升壓設計的體積更小，效率更高，這是因為它能減少輸入和輸出電容的漣波電流，使得設計的成本和熱功耗都更小；它還能減少電感的電能儲存要求，這表示電感磁線圈的體積、高度和熱功耗都會降低。在這個例子裡，多相位設計可以減少3chenggonghao，tongshijiangreliangfensanzhijiaodadedianlubanmianji，jinerrangshejiyongyougenghaoderegonghaoguanlinengli。duoxiangweishejibixuliangcehepinghengmeigexiangweidedianliudaxiao
，yincitaqueshihuizengjiadianludefuzaxing，zhecongkongzhilingjianshumudebijiaojiunenggoukanchu。