新的無線技術的湧現迫使人們使用多標準多頻段無線電，因此軟件無線電（software defined radio- SDR）將在未來無線電結構中起著一個關鍵的作用。SDR zhicaiyongyigeyingjianqianzhiduan，dankeyitongguotiaoyongbutongderuanjiansuanfalaigaibiantadegongzuopinlv，suozhanjudedaikuanyijisuozunshoudebutongdewuxianbiaozhun。zhezhongfangannenggoushixianzaixianyoubiaozhunhepinduanzhijianjingji（inexpensive）高效的互操作性。

 

SDR 的概念首先體現在Mitola^[1]於1995 年nian所suo作zuo的de研yan究jiu中zhong。在zai這zhe個ge研yan究jiu工gong作zuo中zhong，他ta建jian議yi創chuang造zao了le一yi個ge完wan全quan由you軟ruan件jian來lai調tiao節jie的de無wu線xian電dian，使shi得de無wu線xian電dian可ke以yi根gen據ju若ruo幹gan通tong信xin方fang案an而er自zi動dong進jin行xing調tiao節jie。這zhe個ge概gai念nian展zhan示shi在zai圖tu1 中。

 

 

圖1
、在文獻^[1]中所介紹的軟件無線電常見的實施方法。一個入射到天線端口的信號通過環行器按規定路線被送至低噪聲放大器（LNA），隨後進行數字化處理。采用數字信號處理器（DSP）可以完成若幹種調製格式和介入模式的解調和編碼。而發射鏈路則采用相反的過程：基帶信號是在DSP 模塊中產生和向上變頻的
，在通過環行器和天線之前
，被轉化為模擬波形
，進行放大及帶通濾波。（來源於文獻^[13]，經許可使用。）

 

SDR 前置端由在大多數接收發射機中所使用的標準子係統組成：調製器和解調器，頻率轉換器
，功率放大器（PA）
，以及低噪聲放大器（LNA）。然而，調製和編碼以及工作頻率則是由軟件來控製的。這樣的無線電一般都是依賴於數字信號處理器(DSP)來實現其靈活性的。SDR 可以根據傳輸的條件進行自我調節， congerjiangkongqijiemianzhongsuocunzaideqitaxinhaochanshengdeganraojiandaozuixiaochengdu。zhezhongxitongdeshishiyaoqiunenggouyongruanjiancongdipindaogaopinjinxingpinpusaomiao。zhegegainianyijingtuidonglexuduoyanjiuzhemenduiMitola 在文獻^[2]所提出的認知無線電（Cognitive radio-CR）這(zhe)一(yi)構(gou)想(xiang)進(jin)行(xing)研(yan)究(jiu)，其(qi)中(zhong)
，無(wu)線(xian)電(dian)通(tong)過(guo)優(you)化(hua)載(zai)波(bo)頻(pin)率(lv)，選(xuan)擇(ze)調(tiao)製(zhi)方(fang)案(an)和(he)無(wu)線(xian)電(dian)標(biao)準(zhun)進(jin)行(xing)自(zi)我(wo)調(tiao)節(jie)來(lai)適(shi)應(ying)所(suo)處(chu)的(de)空(kong)氣(qi)界(jie)麵(mian)條(tiao)件(jian)，從(cong)而(er)在(zai)給(gei)定(ding)的(de)條(tiao)件(jian)下(xia)將(jiang)幹(gan)擾(rao)減(jian)到(dao)最(zui)小(xiao)並(bing)且(qie)保(bao)持(chi)通(tong)信(xin)的(de)暢(chang)通(tong)。

 

CR 技術最有前途的應用之一是通過使用機會性無線電（Opportunistic radio）來lai提ti高gao頻pin譜pu占zhan有you率lv，在zai這zhe裏li
，無wu線xian電dian將jiang利li用yong某mou個ge時shi刻ke未wei被bei其qi它ta無wu線xian電dian係xi統tong所suo占zhan用yong的de頻pin譜pu。為wei了le能neng夠gou實shi施shi這zhe個ge理li想xiang的de解jie決jue方fang案an，無wu線xian電dian應ying當dang能neng看kan到dao並bing且qie了le解jie在zai特te定ding時shi刻ke下xia完wan整zheng的de頻pin譜pu或huo通tong信xin狀zhuang態tai。

 

SDR gainianbeihoudedongjibujinjinjuyoujiangqianzhiduanjinxingtiaoshilaitongshigongzuozairenhetiaozhimoshi
，xindaodaikuanhuozaibopinlvxiadegaodulinghuoxing，erqietongguoshiyongquanshuzixitonghaikenengjieshengchengben。

 

在本文中

，我們首先對SDR 接(jie)收(shou)機(ji)前(qian)置(zhi)端(duan)的(de)若(ruo)幹(gan)結(jie)構(gou)進(jin)行(xing)一(yi)個(ge)簡(jian)單(dan)的(de)綜(zong)述(shu)。然(ran)後(hou)，我(wo)們(men)介(jie)紹(shao)了(le)可(ke)能(neng)用(yong)於(yu)發(fa)射(she)機(ji)前(qian)置(zhi)端(duan)的(de)結(jie)構(gou)。我(wo)們(men)還(hai)討(tao)論(lun)了(le)可(ke)以(yi)用(yong)來(lai)提(ti)高(gao)放(fang)大(da)器(qi)效(xiao)率(lv)的(de)方(fang)法(fa)。在(zai)“軟件無線電測量方法”一yi節jie中zhong，我wo們men介jie紹shao了le市shi麵mian上shang存cun在zai的de可ke以yi對dui這zhe種zhong接jie收shou發fa射she機ji進jin行xing表biao征zheng的de儀yi器qi。最zui後hou，我wo們men對dui這zhe些xie研yan究jiu工gong作zuo進jin行xing了le總zong結jie，並bing且qie從cong我wo們men的de觀guan點dian出chu發fa找zhao出chu最zui可ke能neng的de解jie決jue方fang案an。 

 

軟件無線電接收機的結構

 

在這一節中

，我們對有可能用於SDR 接收機的若幹個前置端結構作了一個綜述。這個綜述主要是在參考了文獻^[4]和^[5]的基礎上完成的。

 

第一種結構 [ 圖2(a) ] 是(shi)眾(zhong)所(suo)周(zhou)知(zhi)的(de)超(chao)外(wai)差(cha)接(jie)收(shou)機(ji)
，其(qi)中(zhong)，由(you)天(tian)線(xian)接(jie)收(shou)到(dao)的(de)信(xin)號(hao)被(bei)兩(liang)個(ge)下(xia)變(bian)頻(pin)混(hun)頻(pin)器(qi)轉(zhuan)換(huan)到(dao)基(ji)帶(dai)，進(jin)行(xing)帶(dai)通(tong)濾(lv)波(bo)及(ji)放(fang)大(da)。基(ji)帶(dai)信(xin)號(hao)被(bei)轉(zhuan)化(hua)到(dao)可(ke)以(yi)進(jin)行(xing)處(chu)理(li)的(de)數(shu)字(zi)域(yu)內(nei)。由(you)於(yu)從(cong)射(she)頻(pin)到(dao)中(zhong)頻(pin)是(shi)第(di)一(yi)個(ge)混(hun)頻(pin)過(guo)程(cheng)，在(zai)混(hun)頻(pin)器(qi)前(qian)必(bi)須(xu)使(shi)用(yong)鏡(jing)像(xiang)抑(yi)製(zhi)濾(lv)波(bo)器(qi)。目(mu)前(qian)，這(zhe)種(zhong)結(jie)構(gou)大(da)多(duo)數(shu)用(yong)在(zai)較(jiao)高(gao)的(de)射(she)頻(pin)頻(pin)段(duan)和(he)毫(hao)米(mi)波(bo)頻(pin)段(duan)的(de)設(she)計(ji)中(zhong)^[6]，^[7]，例如點對點的無線鏈接。在這些應用中
，我們接下來將要討論的方案並不實用。實際上，超外差式接收機在用於SDR 時(shi)存(cun)在(zai)著(zhe)許(xu)多(duo)實(shi)質(zhi)性(xing)的(de)問(wen)題(ti)。一(yi)般(ban)來(lai)說(shuo)
，會(hui)涉(she)及(ji)許(xu)多(duo)製(zhi)造(zao)技(ji)術(shu)，這(zhe)使(shi)得(de)人(ren)們(men)很(hen)難(nan)實(shi)現(xian)全(quan)部(bu)元(yuan)件(jian)的(de)在(zai)片(pian)集(ji)成(cheng)。同(tong)樣(yang)，它(ta)們(men)通(tong)常(chang)被(bei)設(she)計(ji)用(yong)於(yu)一(yi)個(ge)特(te)定(ding)的(de)信(xin)道(dao)(在一個特定的無線標準中)。這(zhe)便(bian)阻(zu)止(zhi)了(le)將(jiang)接(jie)收(shou)頻(pin)段(duan)進(jin)行(xing)擴(kuo)展(zhan)以(yi)便(bian)用(yong)於(yu)具(ju)有(you)不(bu)同(tong)調(tiao)製(zhi)格(ge)式(shi)和(he)帶(dai)寬(kuan)占(zhan)據(ju)的(de)信(xin)號(hao)之(zhi)中(zhong)。因(yin)此(ci)
，超(chao)外(wai)差(cha)式(shi)結(jie)構(gou)由(you)於(yu)在(zai)多(duo)頻(pin)段(duan)接(jie)收(shou)時(shi)的(de)擴(kuo)展(zhan)很(hen)複(fu)雜(za)，因(yin)而(er)，其(qi)在(zai)SDR 接收機中的應用並不令人感興趣。

 

另一種方法是如圖2(b)所示的零中頻接收機^[8]，^[9]，zheshiyigejianhuabanchaowaichajiegou。yuqianyizhongjiegouyiyang，zhenggejieshoujideshepinpinduanyoudaitonglvboqilaixuanze，bingqieyoudizaoshengfangdaqijiayifangda。suihouyuhunpinqizhijiexiangxiabianpindaozhiliu
，bingqieyoumoshuzhuanhuanqi（ADC）轉zhuan化hua到dao數shu字zi域yu。與yu外wai差cha結jie構gou相xiang比bi，這zhe種zhong方fang法fa明ming顯xian地di減jian少shao了le模mo擬ni元yuan件jian的de數shu量liang
，並bing且qie其qi允yun許xu使shi用yong的de濾lv波bo器qi沒mei有you像xiang鏡jing像xiang抑yi製zhi濾lv波bo器qi要yao求qiu得de那na麼me嚴yan格ge。因yin此ci，這zhe種zhong結jie構gou可ke以yi有you高gao的de集ji成cheng度du
，使shi其qi成cheng為wei在zai文wen獻xian^[5]中所介紹的多頻段接收機和文獻^[10]及^[11]所suo描miao述shu的de完wan整zheng的de接jie收shou機ji中zhong常chang用yong的de結jie構gou。然ran而er，由you於yu元yuan件jian的de性xing能neng要yao求qiu，有you些xie元yuan件jian很hen難nan設she計ji出chu來lai。同tong樣yang，將jiang信xin號hao直zhi接jie轉zhuan換huan到dao直zhi流liu會hui產chan生sheng一yi些xie問wen題ti，如ru直zhi流liu偏pian移yi（offset）^[12]。還hai有you其qi它ta一yi些xie問wen題ti是shi與yu直zhi流liu附fu近jin的de二er階jie交jiao調tiao產chan物wu相xiang關guan的de，並bing且qie，因yin為wei混hun頻pin器qi的de輸shu出chu是shi基ji帶dai信xin號hao，很hen容rong易yi遭zao到dao混hun頻pin器qi大da的de閃shan爍shuo噪zao聲sheng的de破po壞huai^[13]。它的優勢使其成為近來無線電接收機中最常使用的結構。

 

 

圖2、（a）yigechaowaichajieshoujijiegou
，qizhongshepinxinhaobeijieshou，lvbo，fangda，xiangxiabianpindaozhongpinpinlv
，ranhouzaicilvbohefangda。ranhou
，xinhaoyouzhengjiaojietiaoqizhuanhuandaojidai，zaimeigelujing（I 和Q）進行濾波，放大

，隨後轉換到數字域。（b）一個零中頻結構，其中射頻信號被濾波，放大，由正交解調器直接轉換到基帶。隨後，信號被濾波，放大以及進行數字化轉換。（c）一個帶通采樣接收機
，在這個結構中
，信號被濾波，放大，由采樣-和-保持電路進行采樣，而采樣-和-保持電路通常是模數轉換器的一部分。信號被向下混頻到第一個奈奎斯特區

，由模數轉換器進行數字化轉換，並在數字域進行處理。ADC：模數轉化器，BPF：帶通濾波器，FIR：有限脈衝響應濾波器，I：同相分量
，LNA：低噪聲放大器，LO：本振源

，LPF：低通濾波器，Q：正交分量；VGA：可變增益放大器。

 

與零中頻結構類似的是低中頻接收機^[14]，在zai這zhe個ge接jie收shou機ji中zhong，射she頻pin信xin號hao被bei向xiang下xia變bian頻pin到dao非fei零ling的de較jiao低di的de或huo中zhong等deng的de中zhong頻pin信xin號hao，而er不bu是shi直zhi接jie變bian頻pin到dao直zhi流liu。在zai這zhe種zhong情qing況kuang下xia
，一yi個ge射she頻pin帶dai通tong濾lv波bo器qi被bei用yong於yu入ru射she信xin號hao，隨sui後hou將jiang信xin號hao進jin行xing放fang大da。這zhe個ge信xin號hao通tong過guo一yi個ge性xing能neng比bi較jiao強qiang健jian的de模mo數shu轉zhuan換huan器qi轉zhuan換huan到dao數shu字zi域yu，從cong而er可ke以yi使shi用yongDSP 來進行數字濾波以選通信道並消除正交解調器中同相正交（I/Q）失shi衡heng的de問wen題ti。這zhe個ge結jie構gou仍reng然ran允yun許xu有you較jiao高gao的de集ji成cheng度du，沒mei有you零ling中zhong頻pin結jie構gou所suo存cun在zai問wen題ti的de困kun擾rao，這zhe是shi因yin為wei所suo需xu要yao的de信xin號hao不bu在zai直zhi流liu附fu近jin。然ran而er，在zai這zhe個ge結jie構gou中zhong
，鏡jing像xiang頻pin率lv問wen題ti又you再zai次ci被bei引yin入ru
，並bing且qie由you於yu需xu要yao較jiao高gao的de轉zhuan換huan速su率lv，從cong而er提ti高gao了le模mo數shu轉zhuan換huan器qi的de功gong耗hao。

 

最後，以前所介紹方法的替代方案是帶通采樣接收機^[15]
，^[16]
，見圖2(c)。在(zai)這(zhe)個(ge)結(jie)構(gou)中(zhong)，接(jie)收(shou)到(dao)的(de)信(xin)號(hao)由(you)射(she)頻(pin)帶(dai)通(tong)濾(lv)波(bo)器(qi)進(jin)行(xing)濾(lv)波(bo)，這(zhe)個(ge)濾(lv)波(bo)器(qi)可(ke)以(yi)是(shi)調(tiao)諧(xie)濾(lv)波(bo)器(qi)或(huo)一(yi)個(ge)濾(lv)波(bo)器(qi)組(zu)。這(zhe)個(ge)信(xin)號(hao)經(jing)過(guo)寬(kuan)帶(dai)低(di)噪(zao)聲(sheng)放(fang)大(da)器(qi)進(jin)行(xing)放(fang)大(da)。由(you)一(yi)個(ge)高(gao)采(cai)樣(yang)率(lv)的(de)模(mo)數(shu)轉(zhuan)換(huan)器(qi)對(dui)信(xin)號(hao)進(jin)行(xing)采(cai)樣(yang)，並(bing)將(jiang)其(qi)轉(zhuan)換(huan)到(dao)數(shu)字(zi)域(yu)，然(ran)後(hou)進(jin)行(xing)數(shu)字(zi)處(chu)理(li)。這(zhe)種(zhong)結(jie)構(gou)是(shi)基(ji)於(yu)這(zhe)樣(yang)一(yi)個(ge)事(shi)實(shi)基(ji)礎(chu)之(zhi)上(shang)的(de)，即(ji)無(wu)需(xu)進(jin)行(xing)任(ren)何(he)向(xiang)下(xia)變(bian)頻(pin)便(bian)可(ke)以(yi)將(jiang)模(mo)數(shu)轉(zhuan)換(huan)器(qi)中(zhong)的(de)采(cai)樣(yang)電(dian)路(lu)和(he)保(bao)持(chi)電(dian)路(lu)從(cong)直(zhi)流(liu) 到輸入的模擬信號帶寬之間的能量折疊進入第一個奈奎斯特區[0
，fs/2]。 這個結構利用了采樣和保持電路的一些優點。正如在文獻^[16]中所描述的，有可能根據下列關係式來準確地得到由此而生成的中頻頻率f_IF

 

如果為

 

(1)

 

其中，f_c 是載波頻率，f_s 是采樣頻率，fix(a)是截取參數a 和參數b 的小數部分後所得到的值，rem(a
，b)是a 除以b 的餘數。

 

在這種情況下，射頻帶通信號濾波器起著一個重要的作用，因為它必須將所期望頻段的奈奎斯特區以外所有的信號能量（基本上是噪聲）降低
，否則
，它們會與信號相混疊。如果不進行濾波，在所要求的奈奎斯特區外的信號能量（噪聲）將與所期望的信號一起被折回進入第一個奈奎斯特區
，從而產生信噪比的劣化。這可由下式給出

 

  (2)

 

其中，S 代表著所期望信號的功率，N_i和N₀ 分別是在頻段內和頻段外的噪聲，n 是混疊奈奎斯特區的數量。

 

這種方法的好處是所需的采樣頻率和隨後的處理速度是與信號帶寬而不是與載波頻率成正比的。這便減少了元件的數量。

 

然而
，還存在一些關鍵性的要求。例如
，采樣和保持電路（通常在模數轉換器內）demonishuruxinhaodedaikuanbixuyaojiangshepinzaibopinlvbaohanzainei，kaolvdaoxiandaimoshuzhuanhuanqidecaiyanglv，zhebianhuichengweiyigehenyanzhongdewenti。shizhongdoudongyetongyangshiyigewenti。haiyou，yaoqiujinxingshepindaitonglvboyibimianxinhaodejiaodie。

 

其它建議用於SDR 接收機的結構包括采用基於離散時間模擬信號處理的射頻信號直接采樣技術來接收信號，如在文獻^[17]和^[18]中(zhong)所(suo)開(kai)發(fa)出(chu)來(lai)的(de)結(jie)構(gou)。這(zhe)些(xie)方(fang)法(fa)依(yi)然(ran)處(chu)於(yu)極(ji)不(bu)成(cheng)熟(shu)的(de)階(jie)段(duan)
，但(dan)由(you)於(yu)它(ta)們(men)在(zai)實(shi)施(shi)可(ke)重(zhong)構(gou)接(jie)收(shou)機(ji)時(shi)具(ju)有(you)的(de)潛(qian)在(zai)的(de)效(xiao)率(lv)，人(ren)們(men)還(hai)是(shi)應(ying)當(dang)對(dui)此(ci)進(jin)行(xing)深(shen)入(ru)研(yan)究(jiu)的(de)。

 

軟件無線電發射機的結構

 

前置端

 

在這一節中，我們討論了若幹個可能用於SDR xitongdefashejijiegou。zhengruwomenyijinglejiedaode，yigefashejibingbujinjinshigonglvfangdaqi

，erqiehaiyouqitagezhongbutongdedianluyuanjian，tongchengweiqianzhiduan。gonglvfangdaqideshejishifashejishejizhongzuijuyoutiaozhanxingde，taduiwuxianxitongdefugaimianji
，chanpinchengbenhegonghaoyouhendadeyingxiang。zheli，womencongduiwanzhengdefashejijiegoudefenxikaishi，zaijiexialaidezhangjiezhong，yaotaolungonglvfangdaqi，yinweitashiyuSDR 相關的。這個綜述主要是在文獻^[19]的基礎上撰寫的。

 

第一個結構 [ 圖3（a）] 是一個通用超外差發射機
，它是圖2（b）所示的超外差接收機的對偶係統。信號是在數字域內產生的，隨後由簡單的采樣數模轉換器（DAC）轉化到模擬域。信號在中頻下進行調製
，此時進行放大和濾波以消除在調製過程中所生成的諧波。最後，采用本振源（LO₂）將信號向上變頻為射頻信號，通過濾波來剔除不期望出現的鏡像邊帶，由射頻放大器進行放大並饋入發射天線。I/Q 調tiao製zhi是shi在zai中zhong頻pin下xia進jin行xing的de，這zhe意yi味wei著zhe硬ying件jian元yuan件jian的de設she計ji比bi起qi采cai用yong射she頻pin調tiao製zhi要yao容rong易yi一yi些xie。最zui後hou


，整zheng體ti增zeng益yi是shi在zai中zhong頻pin下xia控kong製zhi的de，此ci時shi
，比bi較jiao容rong易yi製zhi作zuo高gao質zhi量liang可ke變bian增zeng益yi放fang大da器qi。然ran而er，和he接jie收shou機ji一yi樣yang，這zhe樣yang一yi個ge結jie構gou有you許xu多duo問wen題ti。因yin此ci，這zhe個ge結jie構gou主zhu要yao是shi用yong於yu微wei波bo點dian對dui點dian無wu線xian鏈lian接jie，如ru用yong於yu回hui傳chuan通tong信xin^[6]，^[7]， 當然還有上麵所提到的無線電發射機領域。 電路的數量和低的集成度
，以及功率放大器所要求的線性度
，加上難以實施的多模式操作通常會阻礙超外差發射機在SDR 中的應用。

 

圖3（b）展示了一個直接轉換發射機的方框圖^[20]，^[21]
，這是一個簡化版超外差前置端。和最後那個例子一樣
，它使用了兩個數模轉換器來將基帶數字化的I，Q信號轉化到模擬域。隨後的低通濾波器消除了奈奎斯特鏡像信號
，從而改善了本底噪聲（背景噪聲）。這些信號是通過使用一個高性能I/Q 調製器在射頻處直接進行調製的。隨後
，信號由頻率中心在所期望的輸出頻率處的帶通濾波器進行濾波
，並由功率放大器來加以放大。

 

 

圖3、（a）一個超外差發射機結構，其中I/Q 數shu字zi信xin號hao被bei轉zhuan換huan到dao模mo擬ni域yu，經jing過guo低di通tong濾lv波bo，在zai中zhong頻pin上shang進jin行xing調tiao製zhi。然ran後hou，信xin號hao被bei放fang大da，濾lv波bo，及ji向xiang上shang變bian頻pin到dao射she頻pin頻pin率lv，然ran後hou在zai發fa射she之zhi前qian再zai進jin行xing濾lv波bo和he放fang大da。（b）一個直接轉換結構，其中I/Q shuzixinhaojingyoushumozhuanhuanqichuandidaomoniyu
，jingguolvbo
，ranhouzhijiezaisuoyaoqiudeshepinpinlvshangjinxingtiaozhi。zaizhezhihou，shepinxinhaojingguolvbo，bingqieyougonglvfangdaqifangda。BPF 帶通濾波器，DAC：數模轉換器
，DPA：驅動功率放大器，I：同相分量，LO：本振源
，LPF：低通濾波器，PA：功率放大器

，Q：正交分量；

 

在(zai)一(yi)個(ge)頻(pin)率(lv)捷(jie)變(bian)係(xi)統(tong)中(zhong)
，信(xin)號(hao)鏈(lian)路(lu)的(de)設(she)計(ji)必(bi)須(xu)使(shi)得(de)載(zai)波(bo)頻(pin)率(lv)可(ke)以(yi)在(zai)一(yi)個(ge)定(ding)義(yi)好(hao)的(de)頻(pin)段(duan)內(nei)合(he)成(cheng)
，這(zhe)便(bian)會(hui)要(yao)求(qiu)使(shi)用(yong)一(yi)個(ge)寬(kuan)帶(dai)後(hou)調(tiao)製(zhi)器(qi)或(huo)可(ke)調(tiao)後(hou)諧(xie)調(tiao)製(zhi)器(qi)的(de)濾(lv)波(bo)操(cao)作(zuo)來(lai)消(xiao)除(chu)抑(yi)製(zhi)帶(dai)外(wai)噪(zao)聲(sheng)。因(yin)此(ci)
，鑒(jian)於(yu)被(bei)稱(cheng)為(wei)“注入牽引”（injection pulling）現象的產生^[22]，在功率放大器輸出端口的強信號可能會耦合到LO₂ 上。因此，LO₂ 的頻率會被牽引而偏離所要求的頻率值。

 

即使這種結構減少了所要求電路的數量，並允許進行高度的集成
，它還是存在一些缺點的，如可能的載波泄漏和相位與增益的失配。 在射頻頻段也許需要進行增益控製，這種結構同樣要求功率放大器具有好的線性度。通過精心的設計，這些發射機可以用於SDR，並且隨著集成技術的發展，我們已經見證了超外差到直接轉換發射機結構的快速過渡。

 

功率放大器部分

 

在前麵幾個結構中，所使用的射頻功率放大器（功率放大器模塊）是A 類，AB 類或B 類

，當工作在壓縮區時
，它們展示出最高的效率，而工作在開關模式時


，則采用D 類，E 類或F 類^[23]。後一種高效率功率放大器工作在非線性很強的模式下。因此，它們隻能放大恒定包絡調製信號

，如用於全球移動通信係統（GSM）的接入格式中。寬帶碼分多址接入（W-CDMA）和正交頻分複用（OFDM）這些新型接入模式中使用的正交幅值調製類型（QAM）具有很高的峰均功率比（PAPR）。防止放大器進入壓縮狀態的標準做法是在回退模式下（Back- off）進行操作


，即減小輸入功率直到功率放大器不再被驅動進入壓縮狀態。遺憾的是，這極大地降低了效率，特別是對於高PAPR 信號來說。人們已經建議使用若幹線性化技術，如反饋，前饋
，或數字預失真^[23]
，^[24]，並對它們進行了評估，但這些技術還沒有廣泛地應用於全集成化功率放大器中。

 

人們對如何有效地發射一個高PAPR 信號這個問題已經進行了若幹年的深入研究。為了提高效率，人們正在對幾年前所建議的一種Kahn 技術^[25]進行研究以便將其用於新的發射機結構中。

 

由Kahn 所建議的包絡分離和恢複（EER）技ji術shu是shi對dui極ji度du非fei線xian性xing化hua
，效xiao率lv極ji高gao的de發fa射she機ji進jin行xing線xian性xing化hua的de一yi種zhong方fang法fa。在zai這zhe些xie係xi統tong中zhong，通tong過guo對dui射she頻pin輸shu出chu功gong率lv放fang大da器qi的de電dian源yuan電dian壓ya進jin行xing動dong態tai調tiao節jie來lai將jiang信xin號hao的de幅fu值zhi恢hui複fu到dao相xiang位wei調tiao製zhi信xin號hao表biao征zheng狀zhuang態tai。圖tu4 展示了一個傳統的EER 結(jie)構(gou)。雖(sui)然(ran)這(zhe)是(shi)一(yi)個(ge)很(hen)吸(xi)引(yin)人(ren)的(de)概(gai)念(nian)，但(dan)實(shi)際(ji)實(shi)施(shi)起(qi)來(lai)卻(que)是(shi)非(fei)常(chang)具(ju)有(you)挑(tiao)戰(zhan)性(xing)的(de)。這(zhe)個(ge)挑(tiao)戰(zhan)主(zhu)要(yao)在(zai)於(yu)要(yao)設(she)計(ji)出(chu)一(yi)個(ge)完(wan)美(mei)的(de)延(yan)遲(chi)線(xian)，一(yi)個(ge)準(zhun)確(que)的(de)限(xian)製(zhi)器(qi)，一(yi)個(ge)允(yun)許(xu)高(gao)PAPR 值和大帶寬的經過改進的偏置電路
，以及進行相位調製信號放大的開關/飽和射頻功率放大器所能覆蓋的帶寬^[30]。

 

 

圖4

、Kahn 放大器部分的方框圖，其中射頻輸入信號被分離進入兩個分支。一個分支是經過了延遲的帶有相位信息的恒定包絡射頻載波（是由一個限製器和一條延遲線組成的）。另一個分支承載著要進行放大的信號包絡的幅值信息（Bias Ckt 這個分支），並且隨後饋入射頻功率放大器的漏極電壓端。

 

由於這些原因，在現代化的設計中，隨著DSP 容量極大的提高
，采用數字方法來實施包絡檢測器，限製器和延遲線（時延）是非常有利的。這種數字版本的EER發射機被用於極坐標發射機中，我們將在後麵對此進行說明。

 

一個很有遠見的解決方案是采用脈寬調製來生成我們接下來將要介紹的所謂全數字式發射機。由於這種可賦予認知能力的新型SDR 結構的實施，而使得這種全數字化的方法變得非常重要。由於這種方法允許使用具有極高效率的發射機
，如圖5 所示的S 類功率大器
，因此它能夠使得直流功耗變得很低。

 

此外

，隨著數字信號處理器速度的提高，為了開發全數字化發射機
，我們預見DSP 可以在射頻頻率提供射頻信號算法（特別是對開關放大器來說，其中它的輸入是數字脈寬調製信號
，輸出是射頻調製信號）。

 

如圖5 所示
，一個S 類放大器^[26]可以是一個純粹的開關放大器
，後麵再跟上一個低通濾波器（來產生包絡信號）或一個帶通濾波器（來產生射頻信號）。這種理想化的放大器沒有直流功耗，這是因為輸出電壓和電流交替為零，因此
，在理想狀態下，效率可以達到100%。在現實情況下，S leifangdaqizaijinxingxinhaoguodushi
，jianghuixiaohaoyixiegonglv。zheshiyinweizaishijiqijianzhong

，hulianyuanjianhejishengdianronghuichanshengyixiesunhao，congerhuichanshengyouxiandekaiguanshijian。shurumaikuantiaozhixinhaokeyiyoushuzixinhaochuliqilaichansheng，buzaixuyaokuandaishumozhuanhuanqi
，congeryoukenengjiangdichengben。

 

 

圖5、一個S leigonglvfangdaqidejianhuadianlu，qizhongtongguoshuzifangshichanshengdemaikuantiaozhixinhaobeishijiadaotadeshuruduan。zhegedianlujingguoditonghuodaitonglvbohoujianghuichanshengyigejidaixinhaohuoyigeshepinxinhao。

 

遺憾的是，如果觀察一下現實世界的情況
，現在還不可能設計出一個工作在很高頻率下的S 類高效率放大器。盡管如此

，人們正在這個領域中做出著一些成果^[27]。人們正試圖用Sigma-Delta 調製器進行類似的嚐試^[28]，^[29]。

 

由於這個原因
，采用在新結構中廣泛使用的開關放大器便是基於極坐標發射機架構中包絡消除和恢複這個理論基礎之上的^[30]，^[31]
，在這個結構中對包絡信息進行了調製。因此
，所需的帶寬要小得多

，這是因為隻有基帶信號才被放大。這便可以允許使用高效率的S 類放大器，見圖6。

 

 

圖6、極坐標發射機的方框圖。信號是由DSP 產生的
，並被分為包絡分量和恒定包絡相位調製分量。脈寬調製包絡信號由S 類lei調tiao製zhi器qi進jin行xing放fang大da，隨sui後hou經jing過guo低di通tong濾lv波bo來lai產chan生sheng模mo擬ni信xin號hao包bao絡luo，並bing被bei提ti供gong作zuo為wei射she頻pin功gong率lv放fang大da器qi的de偏pian置zhi。恒heng定ding包bao絡luo相xiang位wei調tiao製zhi分fen量liang由you混hun合he器qi向xiang上shang變bian頻pin到dao射she頻pin頻pin率lv
，並bing由you射she頻pin功gong率lv放fang大da器qi進jin行xing放fang大da。

 

如果我們考慮一下圖6 的電路
，S 類放大器僅僅是放大了輸入信號的包絡（通過數字信號處理器DSP 在數字域中進行檢測）。在這種情況下，S 類放大器僅被用來改變射頻高功率放大器的偏置電壓，V_dd(t)。 在相位路徑上，恒定包絡相位調製信號是在DSP 中zhong產chan生sheng的de，隨sui後hou向xiang上shang變bian頻pin到dao射she頻pin頻pin率lv，並bing饋kui入ru射she頻pin功gong率lv放fang大da器qi。這zhe個ge射she頻pin功gong率lv放fang大da器qi總zong是shi飽bao和he的de，從cong而er具ju有you很hen高gao的de效xiao率lv。盡jin管guan如ru此ci，這zhe種zhong設she計ji的de主zhu要yao關guan注zhu點dian是shi基ji帶dai包bao絡luo路lu徑jing和he射she頻pin路lu徑jing的de時shi間jian對dui準zhun（time alignment）問題。這可以在數字域中通過使用DSP 的使用來進行補償。

 

其它建議的結構包括基於Doherty^[32]，^[33]和異相技術^[34]的放大器。Doherty 結構通過四分之一波長線段或網絡，由兩個相同容量的功率放大器組合而成（一個偏置在B 類的載波功率放大器和一個偏置在C 類的峰值功率放大器）。在現代化的實施方案中，DSP 可以被用來通過控製施加到兩個功率放大器的驅動和偏置來改善Doherty 放大器的性能。對於理想的B 類放大器，在高PAPR 值信號下的平均效率可以高達70%。

 

異相設計
，或者被稱為采用非線性元件進行的線性放大（LINC）的方法，通過將兩個由不同的相位隨時間而變化的信號所驅動的功率放大器的輸出相合成而產生一個幅值調製信號。通過采用理想的B 類放大器，對於與前一種情況下的PAPR 值相同的信號，平均效率為50%。在文獻^[19]中可以找到這些設計中更多的細節。

 

對於SDR 來說
，Doherty 法fa和he異yi相xiang法fa在zai未wei來lai的de探tan索suo研yan究jiu中zhong都dou是shi令ling人ren很hen感gan興xing趣qu的de技ji術shu。這zhe要yao歸gui因yin於yu這zhe樣yang一yi個ge事shi實shi
，即ji，特te定ding的de功gong率lv放fang大da器qi部bu分fen效xiao率lv的de改gai善shan將jiang使shi得de整zheng個ge發fa射she機ji具ju有you更geng高gao的de效xiao率lv。同tong樣yang，這zhe個ge發fa射she機ji結jie構gou還hai承cheng諾nuo可ke以yi在zai基ji於yu多duo標biao準zhun和he多duo頻pin段duan的de信xin號hao下xia正zheng確que地di工gong作zuo。

 

軟件無線電實施方案的測試

 

在介紹了用於SDR 前置端的接收機和發射機的候選結構以後，我們下一步要致力於另一個重要的主題：SDR 係統的實驗和測試。這個討論的關鍵是混合域測試技術的概念，因為SDR 係統總是有一個處於模擬域的輸入
，而另一個則是數字邏輯域。在SDR 概念中，主要思想是將模數/數模轉換器盡可能地推向靠近天線的地方，如圖1所示。因此，會有較少的信號存在於模擬域
，數字信號測試的重要程度在傳統射頻係統表征中是無法體現的。

 

硬件

 

儀表工業^[35]
，^[37]已經開發了適用於SDR表(biao)征(zheng)的(de)各(ge)種(zhong)儀(yi)器(qi)
，例(li)如(ru)可(ke)以(yi)同(tong)時(shi)工(gong)作(zuo)在(zai)模(mo)擬(ni)域(yu)和(he)數(shu)字(zi)域(yu)的(de)混(hun)合(he)信(xin)號(hao)示(shi)波(bo)器(qi)。這(zhe)樣(yang)便(bian)可(ke)以(yi)使(shi)得(de)模(mo)擬(ni)信(xin)號(hao)和(he)數(shu)字(zi)信(xin)號(hao)在(zai)同(tong)一(yi)台(tai)儀(yi)器(qi)上(shang)實(shi)現(xian)時(shi)間(jian)的(de)同(tong)步(bu)。然(ran)而(er)，混(hun)合(he)信(xin)號(hao)示(shi)波(bo)器(qi)僅(jin)僅(jin)能(neng)提(ti)供(gong)非(fei)同(tong)步(bu)采(cai)樣(yang)功(gong)能(neng)。 這意味著，和傳統采樣示波器一樣，混合信號示波器是使用其內置時鍾來對數據進行采樣的。正如在文獻^[38] 和^[39]中所討論的， 當對SDR 器件（包括模數轉換器）進jin行xing測ce試shi時shi
，傳chuan輸shu函han數shu相xiang位wei和he幅fu值zhi的de精jing準zhun估gu測ce要yao求qiu在zai輸shu入ru，輸shu出chu和he時shi鍾zhong信xin號hao之zhi間jian進jin行xing相xiang關guan采cai樣yang。如ru果guo這zhe些xie信xin號hao是shi通tong過guo非fei同tong步bu方fang式shi進jin行xing采cai樣yang的de話hua，那na麼me就jiu會hui產chan生sheng足zu以yi完wan全quan劣lie化hua來lai自zi於yuSDR 的任何幅值和相位信息的頻譜泄漏。頻譜泄漏的出現是由於在進行必要的傅立葉變換時（DFT 或FFT），兩個信號不是共享同一個時域網格
，因此，它們彼此之間是互不相關的。

 

混(hun)合(he)信(xin)號(hao)示(shi)波(bo)器(qi)可(ke)能(neng)存(cun)在(zai)的(de)其(qi)它(ta)問(wen)題(ti)包(bao)括(kuo)，比(bi)如(ru)說(shuo)，為(wei)了(le)獲(huo)取(qu)行(xing)為(wei)模(mo)型(xing)所(suo)需(xu)的(de)必(bi)要(yao)的(de)內(nei)存(cun)空(kong)間(jian)。因(yin)為(wei)這(zhe)些(xie)儀(yi)器(qi)通(tong)常(chang)會(hui)采(cai)用(yong)很(hen)高(gao)的(de)采(cai)樣(yang)率(lv)，需(xu)要(yao)大(da)量(liang)的(de)點(dian)來(lai)獲(huo)得(de)常(chang)用(yong)的(de)具(ju)有(you)低(di)/中等符號率的調製信號。因此，這種類型的儀器無法全麵表征一個完整的SDR 前置端。

 

儀表工業還提出了其它一些將若幹儀器聯合起來的方法
，包括邏輯分析儀，示波器
，矢量信號分析儀或實時信號分析儀^[40]-[42]。為了對一個SDR 發射機結構進行測試，這些儀器可以按照類似於圖7 中的配置進行構建來使用。通過使用參考信號，觸發信號
，和標記（markers），人們可以在數字域和模擬域以及時域和頻域之間進行同步測量。采用這些係統所進行的典型測試，可以用來評估SDR 中發射鏈路和接收鏈路，這些測試包括信號鏈中的誤差向量幅度（EVM）以及鄰道功率比（ACPR）。

 

 

圖7
、用於測試軟件無線電發射機的設備，其中若幹個儀器被結合在一起使用。一個邏輯分析儀在數字信號處理器（DSP）的輸出端采集數字邏輯比特，在數模轉換（DAC）和低通濾波器（LPF）的de信xin號hao重zhong建jian之zhi後hou，采cai用yong一yi台tai示shi波bo器qi對dui模mo擬ni信xin號hao進jin行xing分fen析xi，一yi台tai頻pin譜pu分fen析xi儀yi或huo矢shi量liang信xin號hao分fen析xi儀yi在zai正zheng交jiao調tiao製zhi器qi後hou或huo在zai信xin號hao放fang大da之zhi後hou獲huo取qu模mo擬ni射she頻pin信xin號hao。

 

在文獻^[39]中，作者討論了信號配時（signal timing ）和(he)同(tong)步(bu)化(hua)的(de)要(yao)求(qiu)，並(bing)且(qie)提(ti)出(chu)了(le)一(yi)些(xie)解(jie)決(jue)方(fang)案(an)，例(li)如(ru)

，在(zai)實(shi)驗(yan)激(ji)勵(li)裝(zhuang)置(zhi)中(zhong)嵌(qian)入(ru)一(yi)個(ge)觸(chu)發(fa)信(xin)號(hao)。一(yi)些(xie)重(zhong)要(yao)問(wen)題(ti)仍(reng)然(ran)有(you)待(dai)解(jie)決(jue)，如(ru)混(hun)合(he)信(xin)號(hao)儀(yi)器(qi)的(de)校(xiao)準(zhun)過(guo)程(cheng)。混(hun)合(he)信(xin)號(hao)儀(yi)器(qi)中(zhong)的(de)模(mo)擬(ni)信(xin)道(dao)應(ying)當(dang)能(neng)夠(gou)理(li)想(xiang)地(di)測(ce)量(liang)輸(shu)入(ru)端(duan)口(kou)的(de)反(fan)射(she)係(xi)數(shu)。應(ying)當(dang)用(yong)定(ding)向(xiang)耦(ou)合(he)器(qi)來(lai)對(dui)入(ru)射(she)到(dao)被(bei)測(ce)元(yuan)件(jian)的(de)射(she)頻(pin)信(xin)號(hao)提(ti)供(gong)一(yi)個(ge)基(ji)於(yu)波(bo)信(xin)號(hao)的(de)阻(zu)抗(kang)失(shi)配(pei)校(xiao)準(zhun)表(biao)征(zheng)。有(you)了(le)這(zhe)些(xie)信(xin)息(xi)
，就(jiu)有(you)可(ke)能(neng)將(jiang)模(mo)擬(ni)輸(shu)入(ru)和(he)數(shu)字(zi)輸(shu)出(chu)聯(lian)係(xi)起(qi)來(lai)，從(cong)而(er)找(zhao)到(dao)SDR 係統的傳輸函數，或者，甚至可以找到係統的完整的行為模型。人們有可能采用現成的元件和算法，比如文獻^[43]中所討論的失配校正算法，來構建這樣一個儀器。然而
，現在市麵上還不存在一個完整的測試裝置。

 

通過這種混合信號測試設備
，人們就有可能測量原先用於模擬前置端的品質因數，以及原先用於數字通信信號的品質因數。

 

品質因數

 

一個可以用來評估數字化無線電整體性能的通用技術是誤碼率（BER）deceshi。zhegeceshitongguoyongcuomaweishuyusuochuanshudezongweishuzhibilaiceliangxinhaochuanshuhejieshoudezhiliang。raner
，zheshiyigejuxianxinghendadeceshi，yinweitabingmeiyoutigongcuomadelaiyuanxinxi。

 

然而
，如果采用圖7 所示的類似的方案來對SDR係(xi)統(tong)進(jin)行(xing)測(ce)試(shi)，處(chu)於(yu)不(bu)同(tong)域(yu)中(zhong)的(de)信(xin)號(hao)可(ke)同(tong)時(shi)由(you)不(bu)同(tong)的(de)儀(yi)器(qi)獲(huo)取(qu)。這(zhe)便(bian)使(shi)得(de)測(ce)試(shi)工(gong)程(cheng)師(shi)們(men)可(ke)以(yi)在(zai)整(zheng)個(ge)信(xin)號(hao)鏈(lian)中(zhong)準(zhun)確(que)地(di)找(zhao)出(chu)缺(que)陷(xian)的(de)可(ke)能(neng)來(lai)源(yuan)。

 

關於這一點

，第二個通用的品質因數是EVM，它可以洞察發射機和接收機可能存在的問題^[40]，^[42]，這是因為我們對幅值和相位誤差對每一個數字發射符號的影響都進行了測量。EVM實(shi)質(zhi)上(shang)是(shi)測(ce)試(shi)整(zheng)體(ti)的(de)信(xin)號(hao)與(yu)噪(zao)聲(sheng)之(zhi)比(bi)以(yi)及(ji)信(xin)號(hao)的(de)失(shi)真(zhen)比(bi)，從(cong)而(er)量(liang)化(hua)了(le)由(you)於(yu)非(fei)線(xian)性(xing)失(shi)真(zhen)以(yi)及(ji)係(xi)統(tong)噪(zao)聲(sheng)所(suo)引(yin)起(qi)的(de)信(xin)號(hao)減(jian)損(sun)。與(yu)其(qi)它(ta)品(pin)質(zhi)因(yin)數(shu)不(bu)同(tong)，EVM 是通過實際傳輸的符號來評估所存在的問題對信號質量的影響。

 

一個常用於發射機測試的指標對頻譜在相鄰信道的再生進行了量化。鄰道功率比[ACPR

，有時又稱為鄰道電平比（ACLR）]是采用（out of band masks）來進行說明的，而帶外規範則定義了在相鄰信道所允許的最大傳輸功率。ACPR 通常起因於非線性失真所引起的頻譜再生。

 

ACPR 同樣可以用於備用信道（與帶通信號相鄰信道所鄰接的信道）。ACPR 為(wei)評(ping)估(gu)整(zheng)個(ge)無(wu)線(xian)電(dian)網(wang)絡(luo)的(de)性(xing)能(neng)提(ti)供(gong)了(le)一(yi)個(ge)功(gong)能(neng)測(ce)試(shi)
，這(zhe)是(shi)因(yin)為(wei)它(ta)可(ke)以(yi)允(yun)許(xu)工(gong)程(cheng)師(shi)來(lai)對(dui)無(wu)線(xian)電(dian)係(xi)統(tong)的(de)非(fei)線(xian)性(xing)對(dui)其(qi)它(ta)相(xiang)近(jin)信(xin)道(dao)的(de)幹(gan)擾(rao)進(jin)行(xing)評(ping)估(gu)。

 

正如對許多無線電結構的測試一樣

，對於SDR 的(de)測(ce)試(shi)來(lai)說(shuo)
，測(ce)試(shi)中(zhong)使(shi)用(yong)的(de)激(ji)勵(li)信(xin)號(hao)會(hui)影(ying)響(xiang)無(wu)線(xian)電(dian)係(xi)統(tong)的(de)測(ce)量(liang)性(xing)能(neng)。測(ce)試(shi)信(xin)號(hao)對(dui)無(wu)線(xian)電(dian)性(xing)能(neng)的(de)影(ying)響(xiang)通(tong)常(chang)是(shi)通(tong)過(guo)激(ji)勵(li)固(gu)有(you)的(de)統(tong)計(ji)特(te)性(xing)來(lai)進(jin)行(xing)分(fen)析(xi)的(de)，這(zhe)個(ge)統(tong)計(ji)特(te)性(xing)可(ke)以(yi)是(shi)采(cai)用(yong)概(gai)率(lv)密(mi)度(du)（PDF ） 或者是互補累計分布函數（CCDF）。信號的PAPR 值（峰/均功率比）也經常被用作一個品質因數^[44]-[48]。

 

在“無線係統測試指標”一節中對這些均適用於傳統無線電和SDR 係統的品質因數進行了更詳細的討論。在下一個例子中
， 我們要說明必須采用混合域方法來測試SDR 係統中的這些品質因數。

 

無線係統測試的指標參數

 

這裏，我們將要對在本文中所用到的品質因數進行一個簡單的描述。

 

概率密度函數

 

在 概率論中
， 概率密度函數（probability density function-PDF）是表示一個隨機變量X 的值小於x的概率的函數。通常
，PDF 是在經過了大量測量的基礎上確定的，它決定了x 所有可能取值的可能性，這是一個具有單位麵積的非負函數

 

   (S1)

 

其中a 和b 代表的是要確定的X 的概率區間。

 

互補累計分布函數

 

互補累計分布函數（complementary cumulative distribution function- CCDF）曲線是與PDF 密切相關的
， 因為
， 它是通過CCDF=1-PDF 得到的。CDF 是可以直接從PDF 統計中得到的累計分布函數

 

  (S2)

 

一條CCDF 曲線展示出一個信號處於高於某個功率水平以上的時間。它通常是由超出平均功率以上的功率的分貝值來表示的。

 

峰均功率比

 

峰均功率比（peak to average power ration-PAPR）是給定信號的最大峰值功率與平均功率之比，是無線通信中最令人感興趣的測量指標。對於PAPR 對通信係統影響的評估主要是通過對CCDF 曲線的分析得到的，我們可以在CCDF 曲線中定義一個特定的百分比來獲得PAPR 的值

 

  (S3)

 

其中NT 是總采樣數（時間間隔）
，它被用來確定PAPR 的值。

 

鄰道功率比

 

鄰道功率比 （adjacent channel power ratio- ACPR ） 是測量一個無線係統在相鄰信道所產生的相對於主信道的失真量。它通常被定義為相鄰頻率信道（偏置信道）的平均功率與發射頻率信道的平均功率之比

 

(S4)

 

其中F₁ 和F₂ 代表頻譜區間，S(W)是基頻信號，U₁ 和U₂是上鄰信道的頻譜區間。

 

正如在無線標準中所定義的，有兩種測量ACPR 的方法
，一種是考慮整個基頻信號和整個相鄰信道的比值。第二種方法（由於比較容易測量因而使用更為廣泛）是找到在整個主頻段或在載波中心頻率附近較小的帶寬內的功率與同樣較小帶寬的相鄰的信道內功率的比值。

 

誤碼率

 

誤碼率（bit error ratio -BER）是所接收到的信息中錯誤的位數與所傳輸的總的數據位數的比值。BER 通常是用百分比來表示的
，其中0%代表在接收機未檢測到錯誤的比特

 

(S5)

 

這個測量可以在數字域中由測試工程師所實施的軟件函數來進行，但還需要使用眾所周知的BER 測試器，測試器向發射機輸入一個已知的數據串，並且將它與來自接收機輸出端的數據進行比較。

 

誤差向量幅值

 

誤差向量幅值（error vector magnitude-EVM）是(shi)用(yong)來(lai)測(ce)試(shi)調(tiao)製(zhi)與(yu)解(jie)調(tiao)準(zhun)確(que)度(du)，以(yi)及(ji)信(xin)道(dao)受(shou)損(sun)程(cheng)度(du)的(de)參(can)數(shu)。它(ta)可(ke)以(yi)用(yong)來(lai)量(liang)化(hua)數(shu)字(zi)無(wu)線(xian)電(dian)發(fa)射(she)機(ji)或(huo)接(jie)收(shou)機(ji)的(de)性(xing)能(neng)。由(you)發(fa)射(she)機(ji)發(fa)射(she)的(de)信(xin)號(hao)或(huo)由(you)接(jie)收(shou)機(ji)接(jie)收(shou)到(dao)的(de)信(xin)號(hao)在(zai)硬(ying)件(jian)和(he)軟(ruan)件(jian)的(de)實(shi)施(shi)過(guo)程(cheng)中(zhong)都(dou)會(hui)受(shou)到(dao)所(suo)有(you)不(bu)同(tong)缺(que)陷(xian)的(de)影(ying)響(xiang)
，會(hui)使(shi)得(de)K 調製信號星座點Z_c(k)偏離它們的理想位置，S(k)。 在日常使用中，EVM 是測量這些點偏離它們的理想位置究竟有多遠，其中，對於N 個傳輸符號，我們可以得到

 

(S6)

 

測試實例

 

為了說明SDR 接收機的測試，我們使用文獻^[39]所介紹的混合域測量裝置（類似於圖7 所示的結構），如圖8所示。 一個用來模擬所發射的數字調製射頻信號的任意波形發生器和一台接收機是用方框圖中的元件來仿真的。

 

 

圖8
、按照文獻^[39]中的建議
，在實驗中采用儀器所實施的SDR 前置端的測試構建。被測器件（DUT）是由任意一個波形發生器來激勵的
，示波器被用來對被測器件的模擬輸入信號進行采樣。 一yi個ge邏luo輯ji分fen析xi儀yi被bei用yong來lai在zai被bei測ce器qi件jian的de數shu字zi輸shu出chu端duan進jin行xing采cai樣yang。采cai用yong參can考kao信xin號hao和he觸chu發fa信xin號hao來lai實shi現xian輸shu入ru和he輸shu出chu測ce量liang的de同tong步bu。這zhe些xie設she備bei是shi由you使shi用yong通tong用yong接jie口kou總zong線xian（GPIB）連接的計算機來控製的。

 

這個被測器件是用帶寬為3MHz，采用64QAM（3/4）調製的處於頻分雙工模式的單用戶WiMAX 信號來激勵的^[49]。

 

圖9 是采用邏輯分析儀在SDR 接jie收shou機ji的de輸shu出chu端duan口kou所suo測ce得de的de結jie果guo。這zhe個ge圖tu顯xian示shi出chu在zai激ji勵li頻pin段duan上shang進jin行xing了le平ping均jun的de總zong功gong率lv以yi及ji由you於yu非fei線xian性xing失shi真zhen而er在zai上shang鄰lin信xin道dao中zhong所suo產chan生sheng的de功gong率lv。這zhe個ge圖tu展zhan示shi了le混hun合he模mo式shi對duiSDR 進行測試的本質：模擬輸出的品質因數ACPR 已經通過數字輸出信號和模擬輸入信號而得到了重建。

 

圖9
、在WiMAX 信號激勵下
，SDR 前置端輸出端口的測量結果。

 

在給定的輸入功率下
，我們也已經用EVM 對被測器件的性能進行了評估。我們根據增益和相位延遲對所接收到的數字化的WiMAX 信號進行解調和糾錯，從而得到了如圖10 所示的星座圖。在這個特定的測試中

，所得到的EVM 大約是5.05%。

 

圖10、對采用64-QAM 調製的WiMAX 信號的輸入和輸出結果進行比較的星座圖。

 

正是由於我們使用了一個可以同時對模擬波形和數字波行表征的混合模式的儀器，這才有可能得到SDR 元件的特性。

 

總結和結論

 

在這篇文章中
，我們對可用於SDR 前qian置zhi端duan的de接jie收shou機ji和he發fa射she機ji進jin行xing了le一yi個ge綜zong述shu。我wo們men討tao論lun了le各ge自zi的de優you點dian與yu缺que點dian。正zheng如ru我wo們men所suo看kan到dao的de，一yi個ge多duo頻pin段duan多duo模mo式shi接jie收shou機ji良liang好hao的de設she計ji結jie構gou應ying當dang可ke以yi最zui佳jia地di分fen享xiang現xian有you的de硬ying件jian資zi源yuan
，並bing且qie使shi用yong可ke調tiao諧xie和he可ke以yi進jin行xing軟ruan件jian編bian程cheng的de器qi件jian。並bing不bu是shi每mei一yi個ge接jie收shou機ji結jie構gou都dou具ju有you這zhe種zhong特te性xing的de。從cong這zhe個ge意yi義yi上shang講jiang，按an照zhao我wo們men的de觀guan點dian，當dangSDR 接收機前置端更加成熟的時候
，它將會是基於零/低中頻結構或帶通采樣設計基礎之上的。

 

對於發射機來說，EER 技術和其修正版本是SDR應用中很有前途的選擇
，因為它們的效率很大程度上與PAPR 無關。因此，它們可以很容易地應用到多標準和多頻段操作中[50]。這種SDR 和CR 發射機結構不僅需要高效放大器，而且還需要寬帶放大器^[51]。SDR 領(ling)域(yu)在(zai)信(xin)號(hao)傳(chuan)輸(shu)方(fang)麵(mian)正(zheng)在(zai)從(cong)模(mo)擬(ni)向(xiang)數(shu)字(zi)方(fang)向(xiang)轉(zhuan)移(yi)
，因(yin)此(ci)，對(dui)提(ti)高(gao)射(she)頻(pin)放(fang)大(da)器(qi)開(kai)關(guan)速(su)度(du)的(de)要(yao)求(qiu)變(bian)得(de)更(geng)為(wei)明(ming)顯(xian)
，更(geng)加(jia)嚴(yan)格(ge)
，從(cong)而(er)在(zai)未(wei)來(lai)將(jiang)會(hui)引(yin)領(ling)到(dao)S 類發射機。

 

關於表征SDR 係統所采用的測試設備
，我們說明了為什麼混合域設備對於SDR debiaozhengshifeichangbiyaode。womenhaimiaoshuleweishenmehaiyaojinxingyixiegaijinlaikaifakeyikuaisudi，zidongdibiaozhengqianzhiduanbingjinxingshipeixiaozhengdetongbuyiqi。zheyangdeshebeiyingdangkeyihenlixiangditigongyixiexinxi，rubutongtiaozhileixingdeEVM 和不同技術的鄰道功率比，並且能夠對多標準多頻段無線電結構進行測試。隨著SDR 技術的日臻成熟

，我們期待著會在市麵上看到這些類型的儀器。

 

參考文獻

 

[1] J. Mitola, “The software radio architecture,” IEEE Commun. Mag., vol. 33, no. 5, pp. 26–38, May 1995.

 

[2] J. Mitola and G. Q. Maguire, “Cognitive radio: Making software radios more personal,” IEEE Pers. Commun., vol. 6, no. 4, pp. 13–18,Aug. 1999.

 

[3] P. Cruz, and N. B. Carvalho, “PAPR evaluation in multi-mode SDRtransceivers,” in Proc. 38th European Microwave Conf., Amsterdam, Oct. 2008, pp. 1354–1357.

 

[4] V. Giannini, J. Craninckx, and A. Baschirotto, Baseband Analog Circuits for Software Defined Radio. Netherlands: Springer-Verlag, 2008.

 

[5] M. Puvaneswari and O. Sidek, “Wideband analog front-end for multi-standard software defined radio receiver,” in Proc. IEEE Int. Symp. Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, PIMRC, Sept. 2004, vol. 3, pp. 1937–1941.

 

[6] D. Lockie and D. Peck, “High-data-rate millimeter-wave radios,” IEEE Microwave Mag., vol. 10, no. 5, pp. 75–83, Aug. 2009.

 

[7] D. Brandon, D. Crook, and K. Gentile, “The advantages of using a quadrature digital upconverter in point-to-point microwave transmit systems,” Analog Devices, Inc., Norwood, MA, App. Note AN-0996, 2009.

 

[8] A. A. Abidi, “The path to the software-defined radio receiver,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 42, no. 5, pp. 954–966, May 2007.

 

[9] V. Giannini, P. Nuzzo, C. Soens, K. Vengattaramane, M. Steyaert, J. Ryckaert, M. Goffioul, B. Debaillie, J. Van Driessche, J. Craninckx, and M. Ingels, “A 2 mm2 0.1-to-5 GHz SDR receiver in 45 nm digital CMOS,” in Proc. IEEE Int. Solid-State Circuits Conf., Feb. 2009,pp. 408–409.

 

[10] J. Craninckx, M. Liu, D. Hauspie, V. Giannini, T. Kim, J. Lee, M. Libois, B. Debaillie, C. Soens, M. Ingels, A. Baschirotto, J. Van Driessche, L. V. der Perre, and P. Vanbekbergen, “A fully reconfigurable software-defined radio transceiver in 0.13 μm CMOS,” in Proc.IEEE Int. Solid-State Circuits Conf., Feb. 2007, pp. 346–347.

 

[11] M. Ingels, C. Soens, J. Craninckx, V. Giannini, T. Kim, B. Debaillie, M. Libois, M. Goffioul, and J. Van Driessche, “A CMOS 100 MHz to 6 GHz software defined radio analog front-end with integrated pre-power amplifier,” in Proc. European Solid-State Circuits Conf., Sept. 2007, pp. 436–439.

 

[12] R. Svitek and S. Raman, “DC offsets in direct-conversion receivers: Characterization and implications,” IEEE Microwave Mag., vol.6, no. 3, pp. 76–86, Sept. 2005.

 

[13] J. Park, C. Lee, B. Kim, and J. Laskar, “Design and analysis of low flicker-noise CMOS mixers for direct-conversion receivers,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 54, no. 12, pp. 4372–4380, Dec.2006.

 

[14] A. M. Ismail and H. Olsson, “A wideband RF front-end for multiband multistandard high-linearity low-IF wireless receivers,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 37, no. 9, pp. 1162–1168, Sept.2002.

 

[15] R. Vaughan, N. Scott, and D. White, “The theory of bandpass sampling,” IEEE Trans. Signal Processing, vol. 39, no. 9, pp. 1973–1984, Sept. 1991.

 

[16] D. M. Akos, M. Stockmaster, J. B. Tsui, and J. Caschera, “Direct bandpass sampling of multiple distinct RF signals,” IEEE Trans. Commun., vol. 47, no. 7, pp. 983–988, July 1999.

 

[17] R.B. Staszewski, K. Muhammad, D. Leipold, C.-M. Hung, Y.-C. Ho, J.L. Wallberg, C. Fernando, K. Maggio, R. Staszewski, T. Jung, J. Koh, S. John, I.Y. Deng, V. Sarda, O. Moreira-Tamayo, V. Mayega, R. Katz, O. Friedman, O.E. Eliezer, E. de-Obaldia, and P.T. Balsara, “All-digital TX frequency synthesizer and discrete-time receiver for bluetooth radio in 130-nm CMOS,” IEEE J. Solid-State Circuits,vol. 39, no. 12, pp. 2278–2291, Dec. 2004.

 

[18] K. Muhammad, Y.-C. Ho, T. Mayhugh, C.M. Hung, T. Jung, I. Elahi, C. Lin, I.Y. Deng, C. Fernando, J.L. Wallberg, S. Vemulapalli, S. Larson, T. Murphy, D. Leipold, P. Cruise, J. Jaehnig, M.C. Lee, R.B. Staszewski, R. Staszewski, and K. Maggio, “A discrete time quadband GSM/GPRS receiver in a 90 nm digital CMOS process,” in Proc. Custom IC Conf., San Jose, CA, Sept. 2005, pp. 804–807.

 

[19] F. H. Raab, P. Asbeck, S. Cripps, P.B. Kenington, Z.B. Popovic, N. Pothecary, J.F. Sevic, and N.O. Sokal, “RF and microwave power amplifier and transmitter technologies—Part 3,” High Freq. Electron., vol. 2, no. 5, pp. 34–46, Sept. 2003.

 

[20] J. Kim, S. Kim, J. Shin, Y. Kim, J. Min, K. Kim, and H. Shin, “A CMOS direct conversion transmitter with integrated in-band harmonic suppression for IEEE 802.22 cognitive radio applications,” in Proc. Custom IC Conf., San Jose, CA, Sept. 2008, pp. 603–606.

 

[21] A. Loke and F. Ali, “Direct conversion radio for digital mobile phones—Design issues, status, and trends,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 50, no. 11, pp. 2422–2435, Nov. 2002.

 

[22] B. Razavi, “Design considerations for direct-conversion receivers,” IEEE Trans. Circuits Syst. II, vol. 44, no. 6, pp. 428–435, June 1997.

 

[23] S. C. Cripps, RF Power Amplifiers for Wireless Communications. Norwood, MA: Artech House, 1999.

 

[24] P. B. Kennington, High Linearity RF Amplifier Design. Norwood, MA: Artech House, 2000.

 

[25] R. Kahn, “Single sideband transmission by envelope elimination and restoration,” Proc. IRE, vol. 40, no. 7, pp. 803–806, July 1952.

 

[26] M. Iwamoto, A. Jayaraman, G. Hanington, P. F. Chen, A. Bellora, W. Thornton, L. E. Larson, and P. M. Asbeck, “Bandpass delta-sigma class-S amplifier,” Electron. Lett., vol. 36, no. 12, pp. 1010–1012, June 2000.

 

[27] M. Nielsen and T. Larsen, “A 2-GHz GaAs HBT RF pulsewidth modulator,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 56, no. 2, pp. 300–304, Feb. 2008.

 

[28] M. Helaoui, S. Hatami, R. Negra, and F. Ghannouchi, “A novel architecture of delta-sigma modulator enabling all-digital multiband multistandard RF transmitters design,” IEEE Trans. Circuits Syst. II: Express Briefs, vol. 55, no. 11, pp. 1129–1133, Nov. 2008.

 

[29] A. Jayaraman, P. F. Chen, G. Hanington, L. Larson, and P. Asbeck, “Linear highefficiency microwave power amplifiers using bandpass delta-sigma modulators,” IEEE Microwave Guided Wave Lett., vol. 8, no. 3, pp. 121–123, Mar. 1998.

 

[30] I. Kim, Y. Woo, J. Kim, J. Moon, J. Kim, and B. Kim, “High-efficiency hybrid EER transmitter using optimized power amplifier,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 56, no. 11, pp. 2582–2593, Nov. 2008.

 

[31] F. Wang, A. Hueiching, D. F. Kimball, L. E. Larson, and P. M. Asbeck, “Design of wide-bandwidth envelope-tracking power amplifiers for OFDM applications,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 53, no. 4, pp. 1244–1255, Apr. 2005.

 

[32] M. Iwamoto, A. Williams, P. Chen, A. G. Metzger, L. E. Larson, and P. M. Asbeck, “An extended Doherty amplifier with high efficiency over a wide power range,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 49, no. 12, pp. 2472–2479, Dec. 2001.

 

[33] Y. Yang, J. Cha, B. Shin, and B. Kim, “A fully matched N-way Doherty amplifier with optimized linearity,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 51, no. 3, pp. 986–993, Mar. 2003.

 

[34] S. Moloudi, K. Takinami, M. Youssef, M. Mikhemar, and A. Abidi, “An outphasing power amplifier for a software-defined radio transmitter,” in Proc. IEEE Int. Solid-State Circuits Conf., Feb. 2008, pp. 568–569.

 

[35] “Debugging embedded mixed-signal designs using mixed signal oscilloscopes,” Agilent Application Note no. 5989-3702EN, Agilent Technol., Inc., Santa Clara, CA, Mar. 2008. [Online]. Available:http://www.home.agilent.com/agilent/home.jspx

 

[36] Rohde & Schwarz, Munich, “Software defined radios – overview and hardware (1),” The Rohde & Schwarz News Magazine, no. 182, pp. 58-61, 2004. [Online]. Available: http://www2.rohde-schwarz. com/

 

[37] Tektronix, Beaverton, OR, “Introduction to mixed signal test solutions,” Tektronix Application Note no. 3GW-20213-0, Sept. 15, 2006. [Online]. Available: http://www.tek.com/

 

[38] Waveform Measurement and Analysis Technical Committee of the IEEE Instrumentation and Measurement Society, 1241-2000-IEEE Standard for Terminology and Test Methods for Analog-to-Digital Converters, IEEE Standard 1241-2000, June 13, 2001.

 

[39] P. Cruz, N. B. Carvalho, K. A. Remley, and K. Gard, “Mixed analog-digital instrumentation for software defined radio characterization,” in IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., Atlanta, GA, June 2008, pp. 253–256.

 

[40] Agilent Technol., Inc., “Software defined radio measurement solutions,” Agilent Technol., Inc., Santa Clara, CA, July 13, 2007. “Software defined radio measurement solutions,” Agilent Application Note no. 5989-6931EN, July 13, 2007.

 

[41] Tektronix, “Testing modern radios,” Tektronix Application Note no. 37W-21488-1, Beaverton, OR, Nov. 12, 2007.

 

[42] Tektronix, “Software defined radio testing using real-time signal analysis,” Tektronix Application Note no. 37W-19680-0, May 12, 2006.

 

[43] D. F. Williams, T. S. Clement, P. D. Hale, and A. Dienstfrey, “Terminology for high-speed sampling-oscilloscope calibration,” in ARFTG Conf. Dig., Dec. 2006, pp. 9–14.

 

[44] K. A. Remley, “Multisine excitation for ACPR measurements,” in IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., June 2003, vol. 3, pp. 2141–2144.

 

[45] J. C. Pedro and N. B. Carvalho, “Designing multisine excitations for nonlinear model testing,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 53, no. 1, pp. 45–54, Jan. 2005.

[46] K. M. Gharaibeh, K. G. Gard, and M. B. Steer, “In-band distortion of multisines,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 54, no. 8, pp. 3227–3236, Aug. 2006.

 

[47] R. Santos, N. B. Carvalho, and K. G. Gard, “Characterization of SNDR degradation in nonlinear wireless transmitters,” Int. J. RF Microwave Comput.- Aided Eng., vol. 19, no. 4, pp. 470–480, July 2009.

 

[48] P. Cruz, N. B. Carvalho, and K. A. Remley, “Evaluation of nonlinear distortion in ADCs using multisines,” in IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., Atlanta, GA, June 2008, pp. 1433–1436.

 

[49] Local and Metropolitan Networks—Part 16: Air Interface for Fixed and Mobile Broadband Wireless Access Systems, IEEE 802.16e-2005, 2005.

 

[50] J. S. Kenney and J.-H. Chen, “Power amplifier linearization and efficiency improvement techniques for commercial and military applications,” in Proc. IEEE Int. Conf. Microwaves, Radar and Wireless Communications, May 2006, pp. 3–8.

 

[51] Y. E. Chen, L. Yang, and W. Yeh, “An integrated wideband power amplifier for cognitive radio,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 55, no. 10, pp. 2053– 2058, Oct. 2007.

 

作者：Pedro Cruz, Nuno Borges Carvalho, Kate A. Remley

 

來源：IEEE microwave magazine

 

 

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